一种新的并联ZVS转换器，具有较少的功率开关和低电流应力分量外文翻译资料

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一种新的并联ZVS转换器，具有较少的功率开关和低电流应力分量

概要

本文提出了一种具有并联电路的新型直流DC/ DC转换器，用于中压和电源应用。在所提出的转换器中有五个脉冲宽度调制电路以减小用于高输出电流应用的低电压侧的电流应力。这五个电路共享相同的功率开关以减少开关计数。为了减小功率半导体的转换器尺寸，传导损耗和电压应力，具有高开关频率的功率金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）的串联连接应代替具有低开关频率的绝缘栅双极晶体管（IGBT）开关频率。因此，MOSFET的电压应力被钳位在输入电压的一半。开关电容电路用于平衡输入分离电容电压。采用非对称脉宽调制方案，产生必要的MOSFET开关信号，调节输出电压。基于功率开关的跃迁间隔处的谐振行为，在从50％负载到100％负载的零电压切换下，所有MOSFET都导通。详细讨论电路配置，工作原理，转换器性能和设计实例。最后，提供1.92 kW原型的实验验证以验证所提出的转换器的性能

关键词：模拟电路; 脉冲宽度调制; DC / DC转换器; ZVS; 效率; 功率转换器

1.介绍

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用于中等输入电压的现代开关变换器[1,2]已经被开发用于直流牵引系统，快速运输系统或具有三相交流（AC）输入的中功率应用。多电平转换器[3-6]已经被开发以减少功率器件的电压应力，并增加开关频率，使转换器尺寸可以减少。然而，这些拓扑中的功率器件在硬开关下操作，并且如果采用高开关频率，则开关损耗增加。因此，提出了多电平转换器的软开关技术[7-15]来提高电路效率。在[7-11]中，辅助电路采用具有非对称或相移脉宽调制（PWM）的三电平转换器，以实现零电压开关（ZVS）或零电流开关，用于功率开关或扩展ZVS负载范围。在文献[14]中，开发了具有谐振电路的三电平转换器，以在功率器件上具有ZVS并且在整流器二极管上具有零电流开关。采用可变开关频率控制直流电压增益，调节输出电压。输出电容器的纹波电流远大于传统的三电平转换器。具有占空比控制的三级谐振转换器在[15]中被提出以具有软开关功率器件。然而，在固定开关频率下，如果占空比接近开关周期的一半，这些控制方案具有高的电路效率。如果输入电压增加，则占空比减小，并且传导损耗增加。因此，在不同的负载或输入电压情况下，转换器不能保持在高电路效率。对于中压和负载电流应用，通常如果采用高负载将负载功率分配到功率半导体和无源组件的低额定电流的多个子电路中，则需要并联三电平转换器。然而，并行拓扑通常需要几个控制单元来单独控制每个子电路。因此，在常规并行转换器中存在太多的功率开关和控制单元。

本文提出了一种新的软开关PWM DC/DC转换器，以实现以下功能：（1）与传统的并联三电平DC/DC转换器相比，开关数量较少; （2）所有电源开关的ZVS导通; （3）无源器件体积小，重量轻，电流应力低; （4）电源开关的低压应力;和（5）平衡输入分离电容器电压。为了减小元件尺寸以满足对于中等功率应用的紧凑尺寸要求，在所提出的转换器中使用具有并联拓扑的高频链路DC/ DC转换器。所提出的转换器包括具有共享电源开关的五个DC/DC子电路，以将总功率分配到每个子电路中。因此，与常规并行转换器相比，总开关数量减少，并且每个电路仅具有总额定功率的五分之一。可以降低低压侧无源元件的电压和电流应力。采用非对称PWM（APWM）方案生成所有电源开关的合适的门控信号，实现ZVS操作。在高压侧采用两个半桥支路以在输入电压的一半处减小每个功率开关的电压应力。在所提出的转换器中采用两个平衡电容器以自动平衡输入分离电容器电压。最后，给出了用于工业电源或电池充电器的将800V输入转换为输出电压24V/80A的1.92kW原型电路的实验。

2.建议的转换器和操作原理

2.1常规电路配置

具有不对称PWM的常规半桥ZVS转换器如图1（a）和（c）所示。初级侧可以分别连接在半桥支路的中心点和接地点或正电压点之间，如图1（a）和（b）所示。类似地，另一个半桥ZVS转换器如图1（c）所示，其初级侧连接在半桥电路的中心点和输入分裂电容器C1和C2之间。初级侧电流流过电容器C1和C2，并且C1和C2的电流应力小于图1（a）和（b）中的电容器C的电流应力。对于中功率或大电流应用，通常在输入或输出侧采用几个子电路的并联连接。然而，在用于中等功率应用的并联转换器中使用更多的功率开关。图1（d）示出了与常规并联半桥转换器相比，所提出的具有三个子电路和较少的开关数的半桥转换器。三个子电路具有相同的电路特性以向负载侧提供中等功率。

2.2建议的电路配置

对于中压输入电压应用，如直流牵引系统或三相交流/直流转换器，DC/DC转换器的输入电压将高于750V。因此，图1所示的转换器中电源开关的电压应力（d）应大于800 V.具有高压应力的功率MOSFET具有大的导通电阻，并且MOSFET上的导通损耗增加。为了解决这个问题，在图2中提出了串联半桥电路。MOSFET的电压应力被钳位在Vin / 2，使得具有600V电压应力的MOSFET可以用于所提出的用于750V输入应用的转换器中。高压侧的电路部件具有输入电压Vin，输入分离电容器C1-C4，具有体二极管和并联电容器Cr1-Cr4的功率MOSFET S1-S4，隔直流电容器C5-C8，谐振电感器Lr1-Lr5， T1-T5。

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图1.具有400 V输入电压的半桥零电压开关（ZVS）转换器的电路配置：（a）具有低压侧连接的半桥ZVS转换器，（b）具有高压侧连接的半桥ZVS转换器，（c）具有分裂电容器的半桥ZVS转换器，（d）具有三个电路单元的所提出的半桥ZVS转换器。

图2.所提出的具有中等输入电压的零电压开关转换器的电路配置

在低电压和高电流侧，五个并联的中心抽头整流器并联，以减小变压器绕组、整流二极管D1-D10和输出滤波电感器Lo1-Lo5的电流应力。 在所提出的转换器中采用五个ZVS电路以分担负载电流。 电路1,2和4基于具有分离电容器的半桥拓扑。 电路3和5基于半桥拓扑，其中变压器分别连接到高压侧和接地点。 功率MOSFET S1和S3具有占空比为delta;的相同的PWM波形。 MOSFET S2和S4具有占空比（1delta;）相同的PWM波形。 组件S1-S4，C1-C4，C6和C7建立开关电容电路[16]。 因此，输入分裂电容器电压被平衡，vC1 vC2 = vC3 vC4 = vC6 vC7 = Vin / 2。 采用非对称PWM来产生PWM信号S1-S4，并将输出电压调节到所需的电压电平。

2.3操作分析

在提出的转换器中，非对称PWM方案用于控制输出电压。假定以下假设来简化电路分析。变压器T1-T5具有相同的励磁电感Lm1 = Lm2 = Lm3 = Lm4 = Lm5 = Lm，以及相同的匝数比n = np / ns1 = np / ns2。

MOSFET S1-S4具有相同的输出电容Cr1 = Cr2 = Cr3 = Cr4 = Cr。 C1和C1两端的电压C2等于Vin / 2，C3和C4两端的电压等于Vin / 2。 DC阻塞电容为C5 =C8 = 2C1 = 2C2 = 2C3 = 2C4 = 2C6 = 2C7 = Cc。谐振电感相同Lr1 = Lr2 = Lr3 = Lr4 =Lr5 = Lr。输出电感相同Lo1 = Lo2 = Lo3 = Lo4 = Lo5 = Lo。所提出的转换器的主PWM波形如图3所示。每个工作模式的相应等效电路如图4所示。在时间t0之前，S2和S4处于关断状态，二极管D1-D10都导通。

2.3.1模式1 [t0 t1]。当D2，D4，D5，D8和D10的二极管电流减小到零时，模式1从t0开始。 S2和S4的电压应力分别等于vC1 vC2和vC3 vC4。在该模式下，vC6 vC7 = vC1 vC2。然而，模式5中的vC6 vC7 = vC3 vC4。可以得出在稳态下vC1 vC2 = vC3 vC4 = vC6 vC7 = Vin / 2。因此，S2和S4的电压应力等于Vdc / 2。由于Lmgt; Lr，输出电感器电流iLo1-iLo5近似给定为:

（1）

（2）

（3）

在该模式中，初级侧电流iLr1，iLr2，iLr4和iLr5增加，iLr3减小，功率从输入电压Vin传递到输出负载Ro。

图3.所提出的转换器的关键波形

图4.开关周期中所提出的转换器的操作模式:（a）模式1（b）模式2（c）模式3（d）模式4（e）模式5（f）模式6（g）模式7和（h）模式8

2.3.2模式2 [t1 t2]。S1和S3在t1时刻被关闭时，模式2开始。在该模式中，iLr1（t1）gt; 0，iLr2（t1）gt; 0，iLr3（t1）lt;0，iLr4（t1）gt; 0和iLr5 Cr4快速放电，使得iLr1-iLr5和iLo1-iLo5在该模式下几乎恒定。

2.3.3模式3 [t2 t3]。模式3在t2时刻开始，此时vCr1 = vC1 = vC5，vCr2 = vC2 = vC6，vCr3 = vC3 = vC7，vCr4 = vC4 = vC8。 T1-T5的初级和次级绕组电压等于零。在该模式中，D1-D10导通，iD1，iD3，iD6，iD7和iD9减小，iD2，iD4，iD5，iD8和iD10增加。输出电感器电压vLo1 = vLo2 = vLo3 = vLo4 = vLo5 = Vo和电感器电流iLo1-iLo5都减少。因为iLr1（t2）gt; 0，iLr2（t2）gt; 0，iLr3（t2）lt;0，iLr4（t2）gt; 0，iLr5（t2）gt; 0，Cr1和Cr3连续充电，Cr2和Cr4连续放电。如果存储在Lr1-Lr5中的能量大于存储在Cr1-Cr4中的能量，则Cr2和Cr4可以在t3放电到零电压。

2.3.4模式4 [t3 t4]。模式4在t3时刻开始，此时vCr2 = vCr4 = 0，vCr1 = vC1 vC2，vCr3 = vC3 vC4。由于iLr1（t3）gt; 0，iLr2（t3）gt; 0，iLr3（t3）lt;0，iLr4（t3）gt; 0和iLr5（t3）gt; 0，S2和S4的反并联二极管导通。因此，此时S2和S4可以导通以实现ZVS。在这种模式下，整流二极管D1-D10仍然导通。电感器电压vLr1 = vC2，vLr2 = vC4，vLr3 = vC1 vC2 vC5，vLr4 = vC6，vLr5 = vC8，vLo1 = vLo2 = vLo3 = vLo4 = vLo5 = Vo。因此，iLr3增加，并且iLr1，iLr2，iLr4，iLr5和iLo1-iLo5在该模式中都减少。

2.3.5模式5 [t4 t5]。模式5在时间t4开始，其中iD1，iD3，iD6，iD7和iD9减小到零安培。因此，D1，D3，D6，D7和D9被关断。 S1和S3的电压应力分别等于vC1 vC2和vC3 vC4。 C6和C7上的电压等于vC3 vC4。由于Lmgt; Lr，输出电感器电流iLo1-iLo5近似给定为:

()(()

(5)

（6）

在该模式中，初级侧电流iLr1，iLr2，iLr4和iLr5减小，iLr3增加，功率从输入电压Vin传递到输出负载Ro。

2.3.6模式6 [t5 t6]。 模式6在时间t5开始，其中iLr2（t5）lt;0，iLr3（t5）gt; 0，iLr4（t5）lt;0且iLr5（t5）lt;0，Cr1线性充电，使得所有电感器电流几乎S2和S4关闭。 因为iLr1（t5）lt;0和Cr3被放电，并且Cr2和Cr4在该时间间隔中是恒定的。

2.3.7模式7 [t6 t7]。 模式7在t6时刻开始，此时vCr1 = vC1 = vC5，vCr2 = vC2 = vC6，vCr3 = vC3 = vC7和vCr4 = vC4 = vC8。 因此，T1-T5的次级电压等于零电压，使得二极管D1-D10导通，iD1，iD3，iD6，iD7和iD9增加，iD2，iD4，iD5，iD8和iD10在该模式下减小。 输出电感器电压vLo1-vLo5等于Vo，使得电感器电流iLo1-iLo5减小。 因为iLr1（t6）lt;0，iLr2（t6）lt;0，iLr3（t6）gt; 0，iLr4（t6）lt;0和iLr5（t6）lt;0，Cr1和Cr3被连续放电。 如果存储在Lr1-Lr5中的能量大于存储在Cr1-Cr4中的能量，则Cr1和Cr3可以放电至零电压。

2.3.8 模式8 [t7 t0 Ts]。 模式8在时刻t7开始，其中vCr1 = vCr3 = 0，vCr2 = vC1 vC2，vCr4 = vC3 vC4。 因为iLr1（t7）lt;0，iLr2（t7）lt;0，iLr3（t7）gt; 0，iLr4（t7）lt;0和iLr5（t7）lt;0，S1和S3的并联二极管导通。 此时S1和S3可以导通以实现ZVS。 因为二极管D1-D10仍然导通，所以可以获得电感器电

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