光伏并网逆变器泄漏电流最小化调制策略分析外文翻译资料

英语原文共 14 页，剩余内容已隐藏，支付完成后下载完整资料

光伏并网逆变器泄漏电流最小化调制策略分析

摘要

本文提出了一种脉宽调制（PWM）技术，用于最小化光伏（PV）级联多电平逆变器（CMLI）中的漏电流。使用所提出的PWM技术，使端子和共模电压中的高频电压最小化。因此，所提出的PWM技术将系统中的PV阵列的漏电流和电磁干扰滤波器最小化，而不增加任何额外的开关。此外，本文还介绍了跨越PV阵列和公共端的端电压的分析，基于所述开关函数来控制所述逆变器的模式电压。使用给定的分析，可以分析PWM技术，因为它直接将开关功能与共模电压和漏电流相关联。此外，与用于给定CMLI的常规正弦脉冲宽度调制技术相比，所提出的PWM技术需要的载波数量减少。本文提出了完整的工作原理、PWM技术的仿真和实验结果。

关键词：级联多电平逆变器（CMLI），共模电压（CMV），漏电流，光伏（PV），脉冲宽度调制（PWM）技术。

I.引言

如今，光伏并网（PV）系统正变得越来越受欢迎，因为它的优点是低维护，安装方便，零污染，无燃料成本和太阳光丰度等。根据包括或不包括系统中的变压器，可以进一步将并网光伏系统进行大致分类。包括变压器在PV源和电网之间隔离。包含变压器的类别可以是高频或低频链路的形式。具有高频环的并网逆变器通常需要两个以上的级来影响系统的整体效率。低频变压器具有高损失的缺点，以及增加重量和成本。其他类别的并网光伏系统，即不包括变压器，具有低重量，低损耗的优点。然而，系统在两个源之间不提供任何电流隔离（电网和光伏阵列），这导致了各种各样的安全问题。这种标准或监管要求对PV模块之间的泄漏电流的大小要小。PV模块和框架之间由于电介质的存在形成寄生电容。当端子有高频电压存在于寄生电容，漏电流流过，产生与人的安全相关的许多问题，与PV模块接触，降低PV系统中的PV阵列特性等。

使泄漏电流最小化的一个解决方案是保持共模电压（CMV）恒定。提出了一种通过在所有开关状态期间保持恒定CMV来最小化泄漏电流的解决方案。然而，给定的解决方案需要额外的电路元件来实现恒定CMV。使泄漏电流最小化的另一种方法是基于在开关周期中的零状态或关断状态期间隔离PV阵列和电网，这种解决方案对于三电平逆变器配置工作良好。然而，当配置扩展超过三个级别时，再次存在泄漏电流在除零状态之外的中间状态中流动的机会。因此，需要研究和分析以使多电平逆变器（MLI）的端子电压处的漏电流最小化。

在每个开关操作期间，可以相对于等效电路进行PV系统中的漏电流的基本分析。 Zhou和Li 给出了级联多电平逆变器（CMLI）漏电流的一种分析方法。作者通过在每个开关状态期间考虑等效电路中的共模电感器和电容器进行分析。使用极电压进一步简化该分析。然而，它没有解释各种开关状态的变化直接对PV阵列的端电压的影响。本文介绍了使用开关功能的端子电压和CMV的这种简化分析。它还提供了脉宽调制（PWM）策略对端电压和CMV的影响的洞察视图。

此外，在本文中，讨论了一个解决方案，以最小化光伏系统中五级CMLI的漏电流。 给定的解也可以扩展到2m 1级，其中m是使用的PV源的数量。 在CMV中的高频电压转换和PV端电压通过提出的PWM技术消除。 本文还给出了用于五电平CMLI的CMV和端电压的分析，可以扩展到2m 1电平逆变器配置。 给定的分析也可用于预定义端电压和CMV中的高频电压转变的切换策略。 PV系统中的泄漏电流被最小化，而没有添加任何额外的电路元件。 所提出的PWM技术也与常规的正弦脉冲宽度进行比较。

本文的其余部分分为八个部分。 第二部分解释了五级CMLI的操作和所使用的滤波器配置。 所提出的PWM技术及其推广在第三部分中进行了解释。 第四节解释了MPPT与所提出的PWM技术的集成以及PV源电容器的设计。 第五节解释了使用常规SPWM和提出的PWM技术的五电平CMLI的PV端电压和CMV的分析。 传统和提出的PWM技术的模拟和实验结果分别在第VI和VII节中解释。 第八节提出了研究结论。

II．CMLI的操作

关于CMLI的操作细节通过考虑五电平逆变器拓扑来制定。给定的配置广泛地包括如图2所示的两个转换器（Conv 1和Conv 2）。 Conv 1是CMLI的基本单元。它由开关Sw1和双向开关（Sw2和Sw3）组成。开关Sw3的目的是消除由于在其操作期间开关Sw2中的固有二极管引起的正向偏置条件。第一转换器的开关Sw2和Sw3同时操作。当开关Sw1接通时，Conv1输出电压vzn达到电平电压VPV。类似地，当开关Sw2和Sw3分别接通时，它达到电压电平VPV/2。使用两个PV源PV1和PV2产生VPV和VPV/2的电压电平，如图1所示。 Conv1所产生的电压vzn瞬时变为对Conv2的输入.Curv 2包括由四个开关Sw4，Sw5，Sw6和Sw7形成的H桥逆变器。Conv2产生正，负和零电平的vzn。一对开关[（Sw4，Sw5）和（Sw6，Sw7）]以补充方式操作。从而，有三对互补开关[（Sw1，Sw2，Sw3），（Sw4，Sw5）和（Sw6，Sw7）]。使用提出的PWM技术，一对开关[Sw1，Sw2（Sw3）]中的互补作用不再考虑。预期的补充行动期间零状态有助于最小化通过PV阵列的寄生电容的泄漏电流的流动。此外，零状态的所有电压被并入输出中转换电压vab。执行相应的动作以避免流动的漏电流在电压间转换。

表I开关的开关状态对应于相应的输出电平电压

图1 单相并网五级CMLI电路原理图与寄生元件。

使用提出的PWM五电平CMLI，具有它们各自的电平电压的开关状态在表I中示出。给定的开关状态可以用于确定各种电平电压处的极电压。 极电压van和vbn可以表示为：

其中Sx表示开关x的开关函数，x（1,2,3，... 7）。 当相应的开关x分别接通或关断时，Sx的值为“1”或“0”。 此外，可以注意到，在开关周期的零电压状态或关断周期期间，Conv1中的节点z（参见图1）相对于接地节点n是浮动的或未定义的。 因此，在零状态期间，极电压van和vbn是未定义的（即0/0）。 图2示出了在零状态期间的五级CMLI的操作。 在零状态期间，有源开关或功能单元由暗线表示。 输出相电压vab可以通过减去极电压van和vbn来获得。 因此，输出相电压vab的表达式可以写为：

逆变器输出电压vab经由如图1所示的滤波电感器（Lf和L）和电阻器（RG和R）连接到电网。电阻R和RG分别表示系统中使用的电网和接地电阻。系统中使用的滤波器配置有两条独立的路径。由元件电感器LT，电容器C1和电阻器RT形成的第一路径用于对逆变器输出处的高频电流纹波进行滤波。由电容器C2和阻尼电阻器Rd形成的第二并联路径用于衰减负载和提供感应的谐振。Rp和Cp分别指PV阵列的寄生电阻和电容。 PV系统中的寄生元件使用虚线表示，如图1所示。而且，PV阵列中的寄生电容形成在逆变器输出端具有滤波电感器的谐振电路。由谐振电路形成的谐振频率fr由表达式：

在谐振频率下，寄生电容提供最小阻抗。 因此，对于具有与谐振频率fr相同频率的端子电压中的谐波，使流过寄生电容的漏电流ileak的大小较高。 所提出的PWM技术使端电压中的谐振频率分量最小化。因此，其减少了在频率fr处流动的漏电流。 它还使CMV中的电压转变最小化。

图2.零状态期间五级CMLI的操作（有效或功能电路用黑线表示）。

III PWM策略及其最小化漏电流的一般化

如上所述，给定系统对于五电平输出需要两个独立的PV电源。 所需的两个PV源可以具有对称或不对称的配置。因此，所提出的PWM策略需要在两个PV源的对称和非对称配置中操作，如下所述。

A.光源对称配置的PWM策略

所提出的PWM技术通过消除PV端子电压中的高频电压转变（纹波含量）来最小化泄漏电流。通过在零状态期间隔离PV阵列和电网可以实现以下动作。这与H5逆变器拓扑类似。此外，可以通过在0到VPV状态之间切换来实现在中间状态VPV/2到VPV之间切换中的泄漏电流的流动，反之亦然。换句话说，对于输出电压vab的完整周期中的所有电压转变，维持零电压电平。在零状态期间，端电压和CMV实现未定义状态。零状态的结合避免端电压和CMV中的高频转变。为了适应在VPV到0之间切换的VPV总线电压，参考波vmod的幅度减小到其原始值的一半。仅当开关在VPV到0之间时才进行参考波的幅度的改变，反之亦然。修改的参考波的表达式为：

（5）

其中ma是参考波的幅度

用于五级CMLI所提出的PWM技术的切换策略在图5中示出。将修改的参考波v ref的绝对幅值与三角载波进行比较。三角载波x2的幅度是底部PV源PV2电压VPV / 2与总PV电压VPV的比率。因此，在对称PV阵列配置的情况下，三角载波的瞬时幅度从0.5变化到0。因此，可以通过将比率x2乘以单位三角形载波波形（具有单位振幅的三角波形）来生成所需的三角波。现在，在vab的正半周期内，对于相​​位omega;t从0°到30°或150°到180°的变化范围，如果修改vref的瞬时幅度超过载波的幅度，则输出电压达到电平VPV/2。对于omega;t的剩余范围（从30°到150°），每当修改vref的瞬时幅度超过载波的幅度时，输出电压达到电平VPV。类似的序列适用负半周期有助于保持基本输出电压的正负周期之间的对称性。这可以在图2中进一步观察到。图3示出了CMLI的输出电压。

图3.改进的参考波和所提出的PWM技术的开关策略

图4 用于生成五级CMLI的参考波vm od，x2和ma的参考波v ref的框图

用于生成修改的参考波的框图如图4所示。 将参考波vmod的瞬时绝对值与振幅ma/2进行比较。 如果参考波的瞬时值低于ma/2，则修改的参考波v ref的振幅没有变化。 然而，当参考波vmod的瞬时值超过ma/2时，修改的参考波vref的振幅等于参考波vmod的大小的一半，如（5）中给出的。 值0.5是从底部PV源PV2电压VPV/2与总PV电压VPV的比率获得的，如图4所示。

五级CMLI可以归纳为2m 1级。术语m指PV源的数量，并且其值总是偶数（即m = 2,4，...）。图5示出输出电压中对于2m 1电平的CMLI的广义拓扑。为了在输出电压中产生多于五个电平，由Conv1和Conv2组成的基本单元需要级联，如图1所示。在零状态期间，转换1的基本单元中的所有开关被关闭，使得电网与PV阵列隔离。此外，CMLI中使用的中间状态由零状态替换，在PWM技术中具有所需的修改。这有助于在其他中间状态期间最小化泄漏电流的流动。此外，应当修改vmod的量值以适应或抵消电平电压的变化。 vmod的这种修改取决于CMLI的输出电压中的电平的幅度。图6给出了也用（6）表示的2m 1电平逆变器的修正参考波的波形。修正的参考波的幅度保持不变，直到参考波vmod的瞬时值小于ma/m。

（6）

B.光伏源非对称配置的PWM策略

当PV配置存在不对称性时，PV源PV1和PV2的输出电压不同。 令VPV1和VVP2分别是PV源PV1和PV2的输出电压，如图3所示。 总PV电压VPV由下式给出：

VPV = VPV 1 VPV 2 . (7)

每当源PV1和PV2的电压VPV1和VPV2不同时，则除x2的值之外，可以使用相同的所提出的PWM技术。 修正的参考波Vref的值取决于比VPV2/VPV。x1和x2可以用VPV1，VPV2和VPV表示：

调制指数ma与具有单位幅度的正弦波相乘获得vmod。 将vmod的瞬时幅度与x2ma进行比较。 每当参考波vmod的本征值超过x2ma时，修改的参考波vref的幅度变为vmod /x2。 一旦为给定系统定义PWM策略，MPPT算法需要与所提出的PWM策略集成。 下一节说明系统的MPPT操作。

图7.用于不对称配置的单相电网连接的五电平CMLI的电路示意图。

IV MPPT与所提出的PWM技术的集成和光伏电源电容器的设计

为了以最大功率操作两个PV源，在给定系统中采用扰动和观察算法PO。 PO算法需要感测PV电压和PV电流的平均值。 感测到源PV1的电压VPV1和电流IPV1的平均值被提供给MPPT算法MPPT1，如图3所示。 类似地，PV2的电压VPV2和电流IPV2被给予另一MPPT算法MPPT2。 因此，PV电压和电流的感测平均值被给予相应的MPPT算法。 单独的MPPT算法MPPT1和MPPT2分别给出调制指数ma1和ma2，如图8所示。换句话说，两个PV源用它们各自的MPPT算法操作。 得到的调制指数ma通过

ma = ma 1 x1 ma 2 x2 . (10)

现在将所得调制指数ma乘以单位振幅正弦波以获得vmod。 然后，参考波vmod用于产生如图6所示的修正的参考波vre f。 获得的vref是e与具有从0到x2的幅度范围的三角形载波相比，因此产生用于开关的相应脉冲。 在单相系统中，可以注意到，跨PV源使用的缓冲电容器在MPPT的有效操作中起重要作用。 因此，在给定的MLI中应使用缓冲电容器（Cpv 1和Cpv 2）的适当设计值。

A. PV源缓冲电容Cpv1和Cpv2的设计计算

电容器CPV1的设计可以通过考虑源PV1的非有效周期来完成。 换句话说，CPV1的值应该使得其在PV源PV1的非活动时段期间将PV源PV1保持在最大功率点（MPP）电压附近。 因此，在MPP附近操作的源PV1将电流IPV1（接近MPP电流）注入到电容器CPV1中。 电容器CPV1的值由

剩余内容已隐藏，支付完成后下载完整资料

资料编号：[141195]，资料为PDF文档或Word文档，PDF文档可免费转换为Word