分析和设计一个单极、大功率可变换的电子镇流器（无极灯）外文翻译资料

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翻译作业题目

分析和设计一个单极、大功率可变换的电子镇流器（无极灯）

在本章介绍了一个抽象的无极灯使用的电子镇流器的设计和开发。这个电子镇流器满足于供应一个100w，150k的可调节亮度的无极灯使用。这个设计的拓扑结构是由一个作为功率矫正环节的单端初级电导转换器，配合着一个作为灯电源控制端的半桥谐振逆变器。这两级组合的设计是为了减少微动开关的数量，也是为了简化设计中的驱动和控制电路。实验的结果展示了预定结果的灵活性，可以实现在46w的状态下灯光暗了54%。这个设计实现了高达0.989的功率因数和14.929%的整体有害线电流而没有使用电子滤波器，而其在无极灯的使用中可测效率只有87%。

关键词：无极灯、高功率发生器、转换高频、集中技术

导引

现在，在世界上有大量的电能被用于人工照明。现在有一项技术能够减少电能使用的就是使用高频电子镇流器去为发光灯供电。基于此的照明系统由于它的高发光效率和非常好的颜色变化越来越受到人们欢迎。然而传统的照明灯有着使用寿命短（10000h）的缺点，相比之下，无极灯的使用寿命高达100000h。有极的形式是造成灯管使用寿命缩短的主要原因，此外，有极的形式还造成了能量损失和复杂了照明的过程。

图1 不同的无极灯模型（a）柱型/耐压Osram(250kHz)(b)QL内部电导飞利浦（2.65MHz）(c)Genura内部电导型GE(2.5MHz)

没有了电极是无极灯主要的优势，增加了使用寿命，降低了额定光衰。此外，同时，这个技术也让设计达到1000W以上的无极灯成为可能。这种灯让显色指数超过90，颜色温度在2700K到6500K之间。此外，这种灯实现了高达110lm/W的照明效率。

图片1展示了不同的无极灯模型，也同时是不同的操作频率，这个磁圈缠绕着充电管，作为转换装置，次级线圈产生在灯内的等离子流。因此，能量从线圈传递到了充电装置，再产生光源。

典型的无极灯驱动由一系列像图2展示的部分组成，他们能够满足灯管照明的要求，同时达到了电源和能源效率的标准。

功率校正器被用来消除由高频开关（PF矫正环节）产生的有害谐波，因为有害谐波能降低系统的PF,也能导致其他设备相关的问题。这个要求取决于第一部分选中的转换器和世界的模型。照明电子镇流器必须在已有的电源基础上有功率矫正部分，这是标准要求。例如，IEC6100-3-2权威协会限制线电流中的有害谐波，尤其是25W以上的电源。对于超过100W的无极灯，拥有功率因数矫正器是强制的。

拥有谐振电路的电压转换器被广泛应用于照明系统作为电源控制环节。电路拥有半桥变换器产生方波给灯以操作频率的电源。

这个灯亮度变换的过程在几页中讨论过了，然而，这个观点还在讨论中。这个有着控制光线密度的照明系统的表现必须符合C82.11的标准，这个标准规范了高频镇流器的要求，也要求了供应电源的质量。这个照明系统比以往传统的系统更加的昂贵，但是，同时优势是电源的节省。合适设计的系统和操作频率的控制可以节省50%的电源，或者和其他调节亮度的手段结合在一起能够节省60%的电能。除了节省电能，这个可调系统提供了足够的照明去满足各种活动，此外和电感镇流器相比，他避免了在查看监控,可听噪声、闪烁、频闪效应的问题。

在这篇文章中，一个组合了功率控制器和功率矫正器的转换器被设计出来。一种实现光通密度控制的集成转换器 也被设计出来。在功率校正环节一种单端初级电感转换器被使用，在功率控制环节半桥谐振电路转换器被使用。他们在同一照明系统中拥有同样的操作频率。这种设计被用来驱动EFL型100W,250KHz的Icetron/Endura的欧司朗灯管，电的，相关数据和照明数据在参考文中展示。这个文章按如下展开，第二部分，无极灯模型和等效电路。第三部分，展示单端初级电感转换器作为功率校正环节和分析功率校正环节和功率控制环节。第四部分，明暗变换的方法和功率校正装置的限制被展现。第五部分展示基于单端初级电感转换器的半桥集成变换器电路。第六部分展示实际雏形和实验数据，而第七部分描述现象。

无极灯的电路模型

灯具的电路模型是一个广泛应用的概念，在这部分，展示无极灯的电路模型。这个模型用来展示无极灯的作为照明用具的电力行为和分析在降低电量的情况下的转换过程。学习中的无极灯是有两个外面的线圈平行连接的，这个线圈一个作为初级线圈，一个作为次级线圈并激发出灯管内部的等离子体。通过这种方式，电能由电感产生的磁场从初期线圈变成次级电能并转化为光源。

图3展示了简化的这个无极灯模型，由于紧挨着的磁链，外部线圈有有何的现象并接近于一体，这个无极灯模型可以用电阻和等效电感模拟展示。

这本章中，控制无极灯的灯光是我们追求的。为了获得这种效果，无极灯等效的电阻和电感作为灯源的功能是必须的。这个灯的模型可以采用电压供应转换器去提供电源。供应给转化器的电源和直流电源不同，这个电源数据是可变的。因此，从测量到的灯的电流和电压波动在每一个操作点上，等效的电阻和电感就可以获得到了。这个灯的电阻和电感（灯的平均功率得到的）的合适的数据可以由下面式子表示：

紧接着这个过程，100W的Icetron/Endura灯就被等效为先前的模型了。从这个特殊的灯，我展示了其参数。图片4展示了不同种类的无极灯等效电阻和电感的情况。

第三部分 SEPIC和半桥谐振电路组合

这章设计组合的功率矫正器和功率控制器环节，用来减少活动开关的数量也为了独立的控制不同的电路部分。这个组合技术是把两种控制开关变成一个。此外，所有的开关至少有一个共同的节点。而限制这种组合技术的因素是，这两个阶段即功率因数矫正器和功率控制器部分必须要在同一个开关上有相同的切换时期和占空比。在组合之后，每一个部分必须要有自己独立的特性，就好像他们没有相同的部分连接一样。图5展示的是不完整的设计拓扑结构，而图6展示的是完整的拓扑结构。就像之前讨论的那样，他是由单端初级电感转换器作为功率校正环节和半桥谐振电路作为功率控制环节组成的。

A 、SEPIC作为功率因数矫正环节

在拓扑设计中，单端初级电感转换器作为功率因数矫正器环节和输出电压矫正环节是合适的。这种整流器是非常有效的，因为他可以依据给定的占空比决定是降低电压还是升高电压。这种设计的另一个优势是输出电压的极性和输入电压的极性是相同的，因此简化了控制和保护电路的结构。这个回程PFC也可以作为反馈半桥整流器的选择之一。此拓扑的特点之一是输入和输出之间的绝缘。然而,当应用到集成技术,反激拓扑内在绝缘不再发。这样,反激变换器拓扑类似buck-boost拓扑,减少漏电感和核心大小。这个部分的的输出电压和输入滤波器消除的可能性的一些特性,导致使用SEPIC PFC代替buck-boost PFC拓扑。此外,如果输入电感用于SEPIC(L1)高,线电流将固有的低纹波,因此需要小EMI过滤器组件,在某些情况下,可能会被淘汰。这减少了阶段的数量，提高了效率，减少了损耗。SEPIC可在连续导电模式(CCM)和/或不连续导电模式(DCM)。考虑到低功率用于该应用程序(lt; 300 W),为了简化控制电路,选择DCM。这样,DCM的SEPIC操作在恒定的工作周期和开关频率表现得像一个ac线阻力,从而保证高投入PF。

B、半桥谐振电路作为功率控制器环节

使用高频半桥逆变器,其次是谐振滤波器,执行灯启动和稳定的稳态，这被在文献12中组合起来。这个谐振负载是由组合了EFL电路模型的LCC滤波器组成的。半桥逆变器的工作频率,通常,在起动过程中滤波器谐振频率附近。他谐振滤波器用于适应平方波形提供的逆变器,衰减和供应高阶谐波分量与正弦波形的灯。许多标准必须考虑在设计电路时,这灯可以令人满意地驱动。例如,电路必须提供所需的灯点火电压和限制电流稳态标称值。

C、PFC和PC的集成阶段

大量的阶段来反馈灯涉及更复杂的拓扑,增加成本,减少收入,破坏了电路的可靠性。因此,消除或减少这些阶段提供组件的集成,使系统更具吸引力。集成直流-直流和直粱转换器旨在减少控制开关的数量,这也意味着使用更简单的控制电路和降低成本。在提出的拓扑中,之间的集成进行开关S1和S3图5所示,导致SEPIC半桥电路,如图6所示。这种集成称为T类型。在这种类型的集成、共享开关必须处理当前的和两个阶段。因此,同样的开关不出现过电压。开关S1.3漏源极电压等于(Vpk Vbus),这是内在的SEPIC PFC拓扑。二极管 DPFC和DHB是用来防止不良循环电流从一个阶段到另一个(PFC和PC阶段)。二极管D2相当于非整合的内在二极管开关S3的拓扑。电压和电流的作用在这个二极管前后是相同的应用集成技术。

D、操作阶段

在本节中,操作阶段的SEPIC半桥。每个操作阶段的等效电路是图7所示。在分析中，谐振滤波器电流是正弦而半导体被认为是理想的开关。图8显示了主要的操作波形。在下面,操作阶段的草案的综合拓扑。

第一阶段（）：在这个阶段,开关S2和S1.3是关闭的。SEPIC是自由的间隔,此时iL1=-iL2。谐振电流（iF）流过二极管D2。谐振电流（iF）流经二极管D2。

第二阶段()：在这个阶段,切换S1.3,和开关S2。SEPIC,Vg应用于输入电感L1,L2电容C1应用于电感的电压。在这个阶段,谐振电流通过二极管D2循环,并切换S1.3受到SEPIC电流。这个阶段结束时,电流通过二极管D2达到零由于谐振电流的反转。

第三阶段（）：S1.3正在进行在这个阶段,二极管D2,谐振电流通过二极管循环DHB S1.3和开关。SEPIC拓扑,L1和L2仍分别充足的输入电压和C1电容器电压。

第四阶段（）在这个阶段,S1.3关闭。在半桥逆变器,谐振电流通过人体循环二极管的开关S2(DY)。在SEPIC中,电感L1和L2由电容器Cbus的电压断开。电感和谐振电路提供给Cbus电容器电能。在这个阶段,S2是打开的;然而,谐振电流通过人体循环S2的二极管,开关S2是打开零电压,从而实现零电压开关(ZVS)。

第五阶段（）：在这个阶段,S2正在进行。谐振电流通过开关S2逆转并开始循环。

第六阶段（）：在这个阶段,二极管D1电流达到零,影响着DCM操作。谐振电流通过开关S2循环。EPIC输入在自由模式下,电流通过电感L1和L2相等大小(iR)和方向图7所示(f)。这个阶段尾声，开关S2是关闭,达到第一阶段和重复的过程。

第四部分 调光的方法——PFC阶段限制的分析

A 、设计的调光方法

调光功能可以通过不同的方法:调频文献[17],[30],脉冲宽度文献[31],改变输出滤波器参数文献[32],[33],触发技术文献[34],并通过控制总线电压[17],[35]。

在[17]中，进行了EFL调光方法之间的比较，考虑频率和总线电压变化。 [17]中给出的结果表明，总线电压变化技术提供了大约相对于灯功率的线性特征。

在本文中，研究了总线电压的变化以将调光能力并入所提出的电子镇流器。 集成开关的占空比被改变，以便控制总线电压（Vbus），并且因此控制输送到灯的功率。 该方法的一个优点是，由于PFC级行为，实现了总线电压和灯功率之间的接近线性的特性。

转换器输入功率直接取决于施加到PFC级的占空比。 因此，较大的占空比，较大的输入功率，以及较高的灯功率，较大的Vbus。

则传送到灯的最小功率由可以实现以确保DCM操作的占空比的最小值确定。 该限制由峰值输入电压（Vpk）和总线电压之间的关系给出，即

只要占空比减小，总线电压也减小，而线路峰值电压保持恒定。 因此从（3）可以看出，将存在不满足（3）的最小占空比，因此进入CCM模式，增加线电流失真和减小PF。 从灯模型RLP（PLP）和LLP（PLP）的值以及谐振滤波器的其余部件的值，可以获得谐振滤波器ZT（PLP）的总阻抗作为灯功率的函数， 即

其中ZP是LLP，RLP和CP的等效阻抗，ZS是LS和CS的等效阻抗，可以分别通过（5）和（6）获得，其中omega;S=2pi;fS，即

使用总阻抗ZT（PLP），对于给定的灯功率，施加到谐振回路的输入（V ab（PLP））的必要的rms电压可以计算如下：

考虑到施加到谐振滤波器的电压是具有50％占空比的方波电压，最终获得对于给定灯功率的所需总线电压（Vbus（PLP）），如

然后可以使用（3）和（8）对任何特定转换器分析PFC级施加的限制，如第VI节所示。

B、谐振负载相角的变化

调光操作

通过改变灯功率来改变灯的发光输出。 这种灯功率变化引起灯电参数的变化，这又改变了加载谐振逆变器的总阻抗的相位角。

总谐振负载（）的相位角可以计算为灯功率的函数，即

谐振负载的相位角的分析结果非常重要，以便验证开关S2是否将在ZVS模式下操作。

第五部分 设计方法

SEPIC半桥电子镇流器的设计按照以下步骤进行总结。

A、输入信

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