用于燃料电池热电系统的高频变压器隔离软开关DC-DC转换器外文翻译资料

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用于燃料电池热电系统的高频变压器隔离软开关DC-DC转换器

Shinichiro Sumiyoshil），Hideki Omori2），Yoshimichi Nakamura3），Nozomi Tan4），Yasuyuki Nishida5）

1,2）松下电器实业有限公司; 1-2 Kamisu-cho，Toyonaka，Osaka，561-0823，Japan

34）Winz有限公司2-24; Yoneyama-cho，numazu，Shizuoka，410-0046，Japan

5）日本大学工学院能源电子学实验室; Tokusada，Tamura，Kouriyama，963-8642，Japan

摘要

研究了具有交互式逆变器的燃料电池热电联产系统的高频变压器隔离软开关DC-DC变换器。 新型去块转换器通过新的软开关拓扑，在额定功率到低功率的宽功率范围内提供高效率。 DC-DC转换器和效用互动逆变器级联系统的原型被实际评估以确认精细性能。

I．引言

分布式或分散式发电的研发能源系统已成为获得生态能源系统的必要条件。作者一直在处理光伏系统[1,2]和最近的燃料电池热电联产系统。 我们的燃料电池热电联产系统的第一产品已经在日本家庭中实际使用，并且在作者的项目中进一步改进性能已经在处理中。

在燃料电池系统的DC-DC转换器中，从燃料电池供给的输入电压非常低（例如40V），因此，在如此低的输入电压和高电压的条件下如何获得高效率 升压比是必不可少的。 为了实现高效率，开发了专门设置的辅助谐振极软开关dc-dc转换器。

描述了软开关DC-DC转换器的拓扑，输出电压控制方案和操作机制。 通过参照从产品之一获得动作波形，表示出按照设计，并在宽范围的输出的高效率所提出的软开关操作，实现功率。

II. 外部系统

图1显示了DC-DC转换器和市电交互式逆变器封装（除了燃料电池）的外观。 图2和图3分别示出了日本家庭的整个1kW燃料电池热电联产系统的新的和常规的电源电路。

新的和常规的系统包括燃料电池，高频（HF）变压器隔离的dc-dc转换器（在常规的新的和硬开关中的准谐振软开关），实用的交互式逆变器和效用 /电源。 在这两种情况下，dc-dc转换器由高频（HF）全桥逆变器，HF变压器T和HF二极管整流器组成。HF全桥逆变器有四个臂，每个都包括开关（QI-Q4）和续流二极管（D1-D4）。在新拓扑中，电容器（C1a-C1d）并联连接到HF逆变器的每个臂以实现ZVS。

新的dc-dc转换器的输入dc侧通过串联连接的两个电容器（即，C2a和C2b）分成上部和下部。 高频变压器T的初级绕组也在中心分成两部分（即上和下绕组）。 输入dc侧的中点Mc和初级绕组的中心抽头MT通过电感器Lc连接。 这种独特的布置在轻负载条件下提供ZVS，并且dc-dc转换器在宽范围内对负载变化执行ZVS。

dc-dc转换器和HF变压器T通过独特的准谐振软开关拓扑以高效率将具有低电压（例如，40V）的燃料电池输出转换成高电压（例如，400V）。 该实用交互式逆变器由标准单相桥PWM（硬开关型）逆变器组成。 本文省略了变频器的详细信息。 在日本家庭中的应用包括单相三线系统（即，100Vrms 1OOVrms系统），并且提供更高电压（即，200VRMS）的两条线通过LC滤波器连接到逆变器输出，如图2。

图1.由ZVS DC-DC转换器和实用互动逆变器封装（1kW，330 x 212 x 110 mm，7.7 x 5.4 kg）组成的电源转换器组外观

准谐振型软开关DC-DC转换器 硬开关类型PWM逆变器

辅助谐振极

图.2.新型1 kW燃料电池热电联产系统

图3.传统的1 kW燃料电池热电联产系统与硬开关方案 图.4.输出电压控制

III. DC-DC转换器的控制和开关操作

1. 输出电压控制

全桥型dc-dc转换器的输出电压可以通过调节两个半桥的工作频率和/或工作相位 - 位移角来控制（即，左侧的一个由QI和Q2组成， 侧面由Q3和Q4组成）。 为了调节所提出的dc-dc转换器的输出电压，在中等到全负载条件下仅调整工作频率，而在轻负载条件下调整工作频率和相位 - 位移角，如图4所示。

在全中等负载条件下，相位 - 位移角被设置为最大值（即，180 [度]），使得输入电压在该条件下在输出中被充分利用。 由于这种安排，次级电压提供如图4所示的全宽度矩形波形.

在满负载和重负载条件下，DC-DC转换器的工作频率被设置为接近串联LC电路的谐振频率（即，次级/输出侧的Ls和Cs），使得谐振电路的阻抗保持为 非常低的值和更高的功率可以馈送到输出。 结果，次级电流提供如图4所示的正弦波形。

在满载到中等负载条件下，在相位 - 位移角保持在最大值（即，180 [deg]）的同时，增加工作频率以降低输出功率。 在中等负载条件下，次级电流获得具有与电压相比滞后的基波分量的失真波形，因为工作频率高于谐振频率，如图4所示。

1. 实现ZVS的开关操作

与实现ZVS关断的谐振电路并联连接到开关Q-Q4和高频变压器T的磁化电感器LMAG的每个电容器C1a-C1d，而次级/负载上的串联电感器Ls和电容器Cs 侧形成实现ZVS / ZCS接通的另一谐振电路，如下所述。 其中，示出了用于左侧半桥的开关过程，并且在图5中示出了电路条件和图6中的理论波形。

图.5.新型ZVS DC-DC转换器开关转换每个阶段的电路条件

阶段-1，t = t0到t1

开关过程中的初始条件（在t = t 0时）为：

- 恰好在初始时刻之前，初级电流iT-pu通过遵循正弦波形以负方向流过续

流二极管DI，然后电流iT pu在初始时刻（即，在t = t 0处）达到零，并且 之后转向方向。

- 高侧开关Qi在初始时刻开始导通。

并联电容器Cla没有电荷/电压，而相反侧的一个Clb已经被完全T充电，

并且电压等于通过前一级（即级-6）到级-1的输入电压VIN。

一旦初级电流iT pu在t = t 0时达到零，则电流开始以相反方向（即正方

向）流动，并且高侧开关Q 1因为已经给出了栅极信号而立即导通。 由于hi

侧的电压在该接通过程中，Cie开关保持为零，对开关Q1实现ZVS导通。

初级电流iT pu产生正弦波形，其中次级/输出侧上的电感器Ls和电容器Cs 3起主导作用以使波形整形。

电流在该阶段-I期间的瞬间达到最大值，然后，其后开始向零减小。

并联电容器C1a没有充电/电压，并且HF变压器T的初级电流iT Pu以正方向流过开关QI。 开关Q2保持在截止状态，并且并联电容器Clb被完全充电，并且其电压与输入电压VIN的电压相同。

通过终止选通信号到高侧开关Q1，该阶段-1在t = t1完成。

图. 6. ZVS DC-DC转换器的工作波形

阶段-2，t = t1到t2

一旦用于高侧开关QI的选通信号在t = t1断开，则开关QI立即关断。 然后，初级电流iT-pu从开关QI换向到并联电容器C1a，并且谐振电路通过“直流电压源VIN-并联电容器C1a-变压器T的初级绕组（即，磁化电感器LMAG） - 右侧半桥上的低侧开关Q4

在该关断时刻，开关Qi（和Q4）（即，Vds-Q1（= Vds Q4））的漏极 - 源极电压为零，并且开始以有限的增加（即dvldt值 ），这取决于在这一点（即，t = t1）的初级电流iT pu的幅度和Cl a的电容。 因此，对于开关QI（和Q4）实现ZVS关断。

在该阶段2中，电流iTpu在零电压下连续减小，同时电容器C1a的电荷被建立，并且电压vds-Q1（即，开关QI电压（= Vds-Q4））增加。

由于高侧和高侧的电压之和

t侧的开关臂或电容器的电压

由于hi侧和lo侧开关臂的电压或电容器Cla和Clb的电压（即，Vds-Q1 Vds-Q2）的电压之和必须与输入电压VIN相同，所以电压Vds Q2 电容器Clb（或Io侧开关Q2）也随Vds-Q1的有限dvldt值减小。

在一个周期中，在t = t2时，电压Vds-QI（= VdsQ4）和Vds-Q2（= Vds-Q3）分别达到输入电压VIN和零，并且该阶段-2完成。

阶段3，t = t2至t3

只要开关Q2和电容器C1b的电压Vds-Q2在t = t2达到零，并联二极管D2和D3就导通。 然后，初级电流iT1pu流过图5中的部分“阶段-3”中的粗线所示的电路。当前iT pu（负方向）朝向零增加，其中次级/输出侧上的电感器Ls和电容器Cs起主要作用以使波形整形。

当初级电流在t = t3达到零时，该阶段3完成。 用于低侧开关Q2（和Q4）的选通信号在电流达到零之前开始馈电。

在该阶段-3以及随后的阶段4中，lo侧开关Vds-Q2的电压保持为零。

阶段-4至6，t = t3至t6

由开关Q2，二极管D2和电容器C1b组成的左侧臂的级-4至6中的操作类似于hi侧臂的级-1至3中的操作。 因此，lo侧开关Q2（和Q4）也分别在（t = t3）和ZVS关断（t = t4）实现ZVS / ZCS导通。

如所描述的，在完全至中等负载条件下实现ZVS，其中负载电流具有足够的幅度以在切换过程期间使并联电容器完全放电。

为了实现ZVS，并联电容器（C1a等）必须通过流过电容器和HF变压器T的初级绕组的电流完全放电。电流由变压器T的磁化电感LMAG和次级线圈上的电感Ls。在轻负载条件下，输出电流（即，流过电感器Ls的电流）的振幅低。此外，由于变压器T的初级绕组上的施加电压的振幅低（即，矩形电压的窄宽度），因此在轻负载条件下磁化电流的振幅也低，这是由于全桥DC-DC转换器获得较低的输出电压。因此，用于对并联电容器（C1a等）放电的电流没有足够的幅度，并且并联电容器在电流转换期间不实现全放电状态。结果，在轻负载条件下不能实现ZVS。为了克服这个问题，附加的电流源，即电感器LC连接在初级绕组的中心抽头MT和输入直流轨的中心点Mc之间。在满载（或重负载条件）下，中心抽头MT的电位被保持为与输入的中心点MC的电位完全相同（或几乎全部）。因此，没有电压（或具有非常低幅度的电压）。在这种条件下施加在辅助电感器LC上。因此，流过辅助电感器LC的电流i LC不是（或幅度非常低），并且由于在全中负载条件下的电流造成的附加损耗不是（或非常低）。当输出功率减小时，由于全桥dc-dc转换器的相移控制，辅助电感器LC上施加的电压的幅度增加。因此，辅助电流iLC用于辅助并联电容器（C1a等）放电的幅度随着输出功率的降低而增加。结果，可以在轻负载条件下实现ZVS。

1. 控制器实现

控制器由基于微控制器“MCU”的系统实现，如图7所示。输出电压通过“隔

离放大器”被检测并馈送到MCU中的“A / D转换器”。 MCU通过参考感测电压和参考电压来执行对输出电压的反馈控制的处理。 所获得的数据被设置为“脉冲发生器”，其通过“门驱动器”将驱动信号馈送到开关。

IV．实验验证

为了验证新的dc-dc转换器和包括dc-dc转换器和市电交互式逆变器的整个转换器组的ZVS性能，已经测试了其中一个产品。 表1显示了产品转换器组的规格。 产品的电路常数如图2右下所示。

图8示出了在全输出功率条件（即Po = 1kW;图8（a）和（c））和轻负载条件（即Po = 10W）下开关Q2和Q4的电压和电流波形; 8（b）和（d））。 电源电路如图2所示。 8（e）作为参考。

图7.控制器框图

表一

额定输出功率 PO-RAT 1.0kw

直流输入电压范围VIN 34 - 60 V

额定交流输出电压VAC RAT（效用/市电RMS电压） 200 vRMS（3线系统）

冷却 强制空气

尺寸 330 x 212 x 110 mm

质量 5.4kg

1. 满载条件下的工作波形（Vin=38V，Vac =200VRMSPo = 1 kW）

（b）轻载条件下的工作波形

5OV, 5OA/div

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