一种PWM系统的性能分析与实验研究外文翻译资料

一种PWM系统的性能分析与实验研究

文摘:讨论了PWM系统的特性和设计。推导了阀孔面积、初始时间与活塞面积变化率之间的关系。设计了一种PWM控制系统，并进行了实验研究。实验结果与理论分析一致。结果表明，这些关系是正确的，理论分析的结论是合理的。

关键词：脉宽调制、气动系统设计、伺服控制系统、迟滞现象、延迟时间

基于脉宽调制(PWM)的气动伺服控制系统以其结构简单、成本低、抗污染性能好等优点，越来越受到国防和一些行业的重视。有一些系统已经被应用在导弹作为执行器[1,2]。对这类系统的研究是不断发展的。给定系统的研究,讨论了在一些文章[2],但研究的系统稳定状态和主要参数之间的关系,和延迟时间的影响上的开关阀系统稳定精度并没有被发现。本文对上述问题进行了理论分析和实验研究。

1.系统介绍

本系统方案如图1所示。它由一个差缸、两个开关阀、一个反馈传感器、一个弹簧负载和一个控制器组成。控制器由计算机、A /D、D/ A宽带和放大器组成。控制器有两个输出，V1和V2，是具有相同载频的脉冲信号。每个脉冲信号的宽度是误差e=Vi-Vf的函数。当e=0时，V1和V2的脉冲宽度为0。在这种状态下，气缸的工作腔内的气体不能进出，使气缸的活塞不动。设T1和T2分别为信号V1和V2的正脉冲次数，egt;0， T2 =Ke(K gt;0，控制器的放大器参数)，T1 =0。当正向信号加到阀2上时，高压气体通过阀2进入工作腔。当elt;0时，活塞返回，此时工作腔内压力增大，活塞输出。实现了位置控制。在上述调制方法的控制下，由于阀门的开启延迟了控制信号，系统的能耗最小，控制精度较低。为了提高系统性能，减小阀门延迟时间的影响，必须存在初始时间，即V1和V2对e=0的正脉冲时间。选择初始时间的原则将在下面讨论。

2.阀门的流动性能

在该系统中，影响系统性能的主要部件包括气缸的充、不充过程、负载、控制器和阀门的流量性能。由于负载和带电和不带电过程的性能可以在一些教科书[3]中找到，这里不再讨论它们。为了更加关注开关流特性对系统性能的影响，只将控制器作为比例控制器来考虑。因此,当误差信号是e,V1和V2的正脉冲次数T1和T2在一个载波周期Ts内是独立的，可由下式推导得来：

其中T₁₀和T₂₀为V1和V2的初始正脉冲，K1和K2为V1和V2信号控制器的放大器系数。

任意时间段内，通过两个阀门进入气缸的平均质量流量为：

其中，m₁和m₂分别为两个阀门完全打开时通过它们的流量。它们的表达式是：

其中q( mu; , f, p1, p 2)是通过孔区f的质量流量；mu;是流量系数；p1和p2分别是孔的入口压力、出口压力；T是气体温度;p_s是压力；p_a是大气压力；p是气缸内的压力; mu;1和f 1分别是阀1的流量系数与孔面积; mu;2和f 2分别为阀2的流量系数与孔面积；K是抽象系数,

这里R是气体常数。

当e=0，m=0时，根据式.(3)-(5)以及参考书[3]中的解决方案，可以推出气缸中处于稳定状态的压强p（被称为初始压强），是活塞的两个面积A1,A2以及两个活塞的孔面积的函数。函数表达式写在表1中

在表1中，

从表一中可以看出初始压强p也是T₂₀f₂/(T₁₀f₁)的函数，事实上，压强p由T₂₀f₂/(T₁₀f₁)和n的值决定表1中的方程意味着p可以由A₂/A₁和n计算得到。因此孔面积f₁和f₂以及初始脉冲次数T₁₀和T₂₀可以根据压强p来设计。总的来说，T₁₀= T₂₀，f₁和f₂完全由A₂/A₁决定。

6.系统性能分析

表1中的表达式是在没有考虑阀门的延迟时间情况下的结果。事实上，延迟时间并没有被消除。阀门开关特性与控制信号V的关系如图2所示，其中f是阀门孔面积，tau; 是阀门延迟时间，T1是V的正脉冲时间。

可以看出,表1中的公式当T₁₀和T₂₀分别大于tau;1和tau;2时是正确的。该系统具有较好的控制精度。为了解释控制精度与延迟时间之间的关系，将系统数学模型线性化为e=0，并将阀的延迟效应用滞回线表示。系统框图如图3所示。

图3中的a、b、c、d、K ₀是气缸参数、阀口参数、负载参数等的函数。滞后环的宽度2e₀可以在以下假设中找到。当控制信号的正脉冲次数T₁₀比阀门的延迟时间tau;更大时，气缸室内或室外存在气体。当T₁₀ = T₂₀,tau;1 =tau;2 =tau;时, e₀、T₁₀和tau;之间的关系可以写成：

从表达式6中可以发现，e₀与放大器系数K成反比。当K增大时，e₀减小，但系统稳定性较差。减少e₀的最有效的方法是增加初始脉冲时间T₁₀当T₁₀=tau;, e₀ = 0。注意: e₀只是阀门滞回线的一部分，不包括气缸等摩擦产生的滞回线。

7.结论

图1中的系统根据表1中的公式设计其中tau; 1 asymp;tau; 2asymp; 3. 1 ms，系统的载波周期T_s=10ms. 当T₁₀=0 ms，T₁₀=1.0ms，T₁₀ = 2.5ms, T₁₀ =3ms时。实验结果如图4所示。

参考文献：

[ 1 ] 　Belly R P.Design and development of a second generation closed center valve pneumatic actuator for the fiber optic guided missile [ R] .AD-A166391, 1985.

[ 2 ] 　Byrd J L.The analysis, design and performance of a 1. 25 inch diameter pneumatic actuator[ R] . AD-A105207, 1985.

[ 3 ] 　Chen Hanchao, Sheng Yongcai.Pneumatic power and control(in Chinese)[ M] .Beijing: Beijing Institute of Technology Publishing House, 1987.

改进型倍流整流方式ZVS PWM全桥变换器的设计

文摘:改进型倍流整流器 zero-voltage-switching PWM全桥变换器(CDR ZVS PWM FB转换器)实现ZVS开关在宽负载范围内使用的能量存储在输出滤波电感,自然和整流二极管通勤,因此不会发生振荡和电压尖峰。变压器不需要特殊的制造方法来限制漏感。讨论了改进后的CSR ZVS PWM FB变换器的ZVS实现及输出滤波电感和阻塞电容的设计考虑。为了验证改进型变换器的工作原理和设计思路，在实验室中搭建了一台540瓦的样机，并给出了实验结果。

关键词:全桥变换器;zero-voltage-switching;脉宽调制;current-doubler-rectifier

全桥(FB) DC/DC变换器在中高功率应用中得到了广泛的应用。在过去的20年里，各种软开关FB变换器被提出，相移零电压开关(ZVS) PWM FB变换器[1,2]和相移零电压零电流开关(ZVZCS) PWM FB变换器[3,4]实现了开关的软开关。移相式ZVS PWM FB变换器利用功率开关的漏感和输出电容实现开关的ZVS[1,2]，但由于仅利用漏感中储存的能量，因此实现滞后段的ZVS非常困难。为了实现滞后腿在大负载范围内的零电压开关，可以增加漏感或引入与变压器一次绕组串联的谐振电感。但在此过程中会出现占空比损失。在相移ZVS和ZVZCS PWM FB变换器中仍然存在整流二极管反向恢复的问题，导致整流二极管出现振荡和电压尖峰现象。为了抑制振荡，提出了几种有源或无源箝位电路，但这些电路需要较大的箝位电容，导致开关[57]中出现较大的电流峰值。

CDR ZVS PWM全桥变换器[8]利用两个输出滤波电感中存储的能量，实现开关在宽负载范围内的零电压开关，使整流二极管自然整流，消除了振荡现象。然而，在零状态下，初级电流会迅速衰减，而迫使初级电流衰减的仅仅是开关的导通电压降。由于导通电压降太小，所以漏感应该很小，这就需要专门的制造方法来生产变压器。

参考文献[9]提出了一种改进的CDR ZVS PWM FB变换器，它保留了原变换器的所有优点。在原CDR ZVS PWM FB变换器的基础上，提出了一种与原绕组串联的阻塞电容Cb。阻流电容的电压比开关的导通电压降大得多，即使在漏感较大的情况下，阻流电容也能使一次电流迅速衰减，因此漏感没有特殊的限制。介绍了一种改进的CDR ZVS PWM FB变换器的设计思想。的实现和优化性能保证的精心设计的关键参数:①输出滤波电感;②阻塞电容器。

1开关ZVS实现的特点

改进后的CDR ZVS PWM FB变换器如图1(a)所示，在图1(a)中，Q1至Q4为电源开关，D1至D4为Q1至Q4的体二极管。C1 ~ C4为Q1 ~ Q4的本征电容，Llk为变压器的漏电感，DR1、DR2为整流二极管，Lf1、lf2为输出滤波电感，Cf为输出滤波电容，RLd为负载。该变换器采用移相调制策略。Q1和Q3形成前肢，Q4和q2形成后肢。

从工作原理的改进的CDR ZVS PWM FB转换器中,我们可以知道,先肢实现ZVS使用能量存储在输出滤波电感输出滤波电感的电流达到最大值I_Lfmax,e . g。在t1或t7;当输出滤波电感电流在t4或t10达到最小值I_Lfmin时，后肢利用输出滤波电感中储存的能量实现零电压开关，如图1(b)所示。请注意，I_Lfmin是一个负值。

I_Lfmax和I_Lfmin可以从以下式子得到：

其中Ts为切换周期;D是转换器的占空比，用D =2(t1 -t0) /Ts表示。

从(1)和(2),我们可以知道①输出电流越大,I_Lfmax的值也越大, 并且I_Lfmin的值越小,所以先肢在重载的情况下比轻载更容易实现ZVS,后肢在轻载的情况下比重载更容易实现ZVS;②因为I_Lfmaxgt; I_Lfmin, 所以在两者的固有电容相等的情况下，先肢比后肢更容易实现ZVS。因此，最难的是在满载时实现滞后腿的ZVS。设计考虑应该从这一点出发。

2.设计注意事项

本节讨论了变换器的设计，特别是输出滤波电感和阻塞电容的设计。

样机规格:

〇直流输入电压:Vin =(250plusmn;20%)V;

〇直流输出电压:Vo =54V;

〇输出电流:Io =10A;〇切换频率:fs = 100khz;

〇转换频率的漏感测得为L_lk =0.46mu;H。

2.1K的定义

连续电流模式(CCM)下CDR FB变换器的输出电压与输入电压之间的关系为：

这里CCM表示两个滤波电感电流之和大于零i.e.当v_AB =0时， i_{L f1} i_{L f2} gt;0正如图1(b)所示。

在最低输入电压下，让D_max=0.8，则K =1.48.我们选择K =1.5。

2. 2输出滤波电感

作为滤波电感，最好是足够大，以减少其电流纹波。但为了实现滞后开关在满载时的ZVS，其电流必须很小，以使滤波电感电流可以沿负方向流动。改进的电流型双整流器ZVS PWM全桥变换器的设计考虑应确定滤波器电感的最大值，以确保实现滞后开关在满载时的ZVS。

从模式[t₄, t₅]可知，滞后开关关闭时，C2电压降至零的时间为t_4,5。

随着Io增加，|I_Lfmin|减少，t_4,5增加。由式(2)、(3)、(4)可得L_fmax为:

Eq.(5)说明了L_f由V_in和t_{4, 5}决定。为了减少滞后开关在轻载时的关断损耗，需要进行权衡。我们选择t_{4, 5} =7t_f，其中t_f为滞后开关的关断时间，这里选择IRF450(来自IXYS公司)作为电源开关，C_oss (=C<sub

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