数字接收机技术应用于高频雷达外文翻译资料

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数字接收机技术应用于高频雷达

T.H. 皮尔斯

GEC-Marconi有限公司，GEC-Marconi研究中心。 英国

介绍

用于天波HF雷达的接收系统通常采用线性阵列中的大量天线元件，输出被组合以形成一个或多个可操纵的窄方位角度。阵列在方位模式方面的性能在设计中取决于元件信号路径的仔细匹配，然后在操作过程中有效的主动校准程序。此外，在信号处理路径中需要高动态范围和低噪声系数，以便在存在杂波和干扰的情况下为雷达提供探测弱目标的能力。

目前，必要的信号处理由RF上的模拟波束形成装置与接收机和模数（A-D）转换器进行，然后进行目标信息的数字处理，或通过模拟和数字波束形成的组合来执行。然而，全数字波束形成提供了更大的灵活性和精度，但是需要在每个元件信号路径中进行A-D转换。

针对通信目的而开发的数字接收机的出现为这种数字波束形成装置的实现提供了可能。 实现更综合的方法来完成整体接收系统的设计。

本文探讨了数字接收机技术在HF雷达接收阵列中的应用，表明使用更多常规模拟接收机的附加A-D转换技术提供的性能改进。 特别地，考虑到使用数字滤波器在线性和通带响应方面替代模拟晶体滤波器所产生的改进。 FMCW解调的改进，A-D转换过程的线性要求，I，Q正交性和阵列校准。

接收系统架构

图1示出了为每个范围单元提供独立的数字波束放大的一般HF雷达接收系统架构。目标分离到范围单元中是与通常用于在发射机上保持最佳效率的线性扫描PMCW调制与解调一起进行的。图2示出了在图1中针对每个天线元件在常规模拟接收机内执行的FMCW解调的布置。 图3 FMCW解调是以数字方式实现的。

模拟FMCW解调

通过与由FMCW扫描调制的本地振荡器信号混合，在接收机第一混频器处实现FMCW信号的解调。该扫描信号fa的定相被设置为与目标返回的到达时间相一致，该目标返回位于正在观看的目标的范围的中心。在混合过程之后，在参考扫描时间之后4分钟到达的目标的信号将产生在接收的扫描和本地振荡器之间的标称差频（即接收机第一IF中心频率）以上的频率Delta;f的CW频率。其中：

Delta;f=Delta;ttimes;Bs / T HZ

扫描重复间隔，Bs是扫描带宽。

类似地，在参考扫描时间之前到达接收机的信号将产生低于接收机中心频率的IF频率的CW音调。

目标返回到范围单元的分辨率现在减少到对应于感兴趣的范围单元的数量的带宽上的FMCW解调器输出的频谱分析。由于这最好由基带的DFT执行，它必然涉及A-D转换和转换为基带I，Q格式。图1所示的方法2涉及对基带I和Q的模拟转换，随后分别对I和Q信号进行基带A-D转换。

通过将来自每个接收机DPT处理器的输出合并给定范围单元，对于每个范围单元单独执行波束形成。组合在乘以复数束形成权重之后进行。时间延迟和接收器之间的幅度和相位响应的变化将影响波束形成精度。需要在每个工作频率下频繁校准。此外，在第一混频器之后的滤波器的通带响应中，接收机与接收机之间的差异可能需要对每个范围单元进行单独的校准。

进一步的误差源将由参考扫描本机振荡器的绝对值和接收器之间的非线性引起，也可能由转换到基带I.Q格式的I，Q不平衡引起。 扫描非线性将引入范围单元数据的扩展和范围旁瓣性能的劣化，而接收器之间的差异将降低波束形成期间的方位角偏移性能。 I，Q。

不平衡将产生来自关于参考波的目标的图像，即，在参考扫描之后到达时间Delta;t的目标将在参考扫描之前产生对应于目标到达的图像。

数字PMCW解调

图3显示了主架构的重新布置。图 2在基带上进行PHCW解调。这避免了使用在第一混频器处的模拟PMCW解调的接收机的布置所讨论的许多困难。尤其是。在对每个接收机的参考扫描分配期间扫描线性的维护，接收机之间的变化的控制。以及PMCW解调后滤波器的通带响应的控制。此外，现在可以在PMCW解调之前以数字方式强加明确的带通滤波。减少来自附近干扰信号的频谱泄漏，其将通过参考扫描信号的旁瓣而发生。

接收机前端，混合到基带和A-D转换功能。然而，现在必须处理全部接收的扫描信号带宽而不引入失真。此外。除非在窄带扫描信号带宽运行时在IF链的早期引入额外的窄带滤波。这在拥塞的条件下变得必要。直到并包括A-D转换器需要非常高的带内线性度，以防止来自附近的高电平干扰信号的失真。这是接收到的信号。

接收机前端，拥有A-D转换功能。然而，现在必须处理全部接收的扫描信号带宽而不引入失真。此外。除非在扫描窄带带宽运行时在IF链的早期引入额外的窄带滤波。这在拥塞的条件下变得必要。直到并包括A-D转换器需要非常高的带内线性度，以防止来自附近的高电平干扰信号的失真。这是接收到的信号。

与转基因1.9不平衡的影响与猪不同。当接收扫描信号发生不平衡时，效果vi11将产生与接收到的扫描相反的扫描图像信号。在PMCW调解之后，这将被转换为从每个目标返回的始发扫描信号的带宽的两倍的反向扫描。落在任何给定范围单元中的这种干扰的水平将取决于接收到的扫描信号的总等级1.e。总杂波功率。扫描的1.9不平衡和处理增益PGIQ的大小如下：

C=IQ-PG I，Q dBW

其中C= 杂波功率在dBW

IQ=I.Q图像抑制（dB）。

PGI，Q=10Log10（2BsT）dB

接收性能要求

接收器在主排列中的基本性能要求。图 3在下面被考虑。

动态范围

每个接收机所需的动态范围必须足以允许在存在来自其他的高电平信号以及存在的许多其它目标返回（即杂波）的情况下提取非常微小的信号目标。与与发射机配合的通信接收机的要求相比。信号电平通常较低，EP播放站最大，但通信接收机中的3 kHz时，带宽通常在目标多普勒提取的1 HZ范围内。因此，为确保高水平的互调能力，需要非常高的线性度。

为了干扰信号在处理的多普勒频带中不超过接收机本底噪声，也为了获得最佳的灵敏度，接收机的本底噪声必须是低于外部噪声。外部噪声有限。在BP时，外部噪声频率随着频率的变化而变化，在较低频率下低于10 MHz。这允许将匹配的频率相关衰减特性放置在天线元件和接收器输入之间，确保接收器动态范围的有效利用。 1.e.线性和噪声系数。

无偿动态范围（SPDR），表现良好的三阶非线性。 使用两个相等幅度的信号。 被定义为其中信号级别Smax使得互调产物恰好等于指定分辨率带宽B中的噪声功率N并由信号和互调产物电平之间的差有

SPDR=Smax-N=2 / 3 [IP3-N] dB

其中N=No 10Log10 B NP

No=热噪声功率密度 - -204 dBW1Hz。

NP =噪声系数（dB）。

IP3 = 三阶截取点Dbw

Smax=-以dBM为单位的音级确定互调产品所需的截取点在处理的Doppler带宽中不会超过接收机本底噪声BD，然后变为IP3= 3/2 Smax – 1/2 ND，其中

ND=No 10log10 Bd NF

确保互调产物所必需的拦截点在处理的多普勒频带BD中不会超过接收机本底噪声，然后变为IP3= 3/2 Smax – 1/2 ND，其中b=1 HZ NF=12dB

考虑到在天线和接收机之间引入的频率相关衰减，可以从更强大的广播电台预期的干扰信号的电平在-60 dBW的范围内，为B提供IP3= 6 dBW（ 36 dBm） - 1 HZ和NF - 12 dB。 然而，这仅适用于单个接收器。 在PMCW解调和波束成形期间，互调产品级别被修改。 假设一个干扰信号，在PMCW解调过程中，互调乘积中的能量将被扩散到跨越扫描带宽的扫描波形重复率间隔的一系列离散音调。 通过PG=10Log10（BsT）dB给出的处理增益PG，每个离散信号的功率将小于原始互调乘积的功率。

在波束形成期间，来自接收器阵列的互调产物可以相干地添加，而来自接收机的噪声将非相干地添加。 这对噪声中的互调乘积施加10 Log10（n）的有效阵列增益，其中n是阵列中的元素数。 类似地，外部噪声将具有非相干相加的效果，因为在这种情况下，由于所形成的方位角的结果，在波束内的相干相加伴随着总噪声功率的10逻辑（n）的减小，假设各向同性 噪声场。

当考虑到上述抵消效应时，确保互调产物所必需的三阶截点的值不超过处理的多普勒带宽中的噪声功率变为：

IP3 = 312 Smax -1/2 ND 1/2 [lOLog10（n） - 10Log10 （BS T）]

类似地，可以示出，满足相同条件所需的二阶截距点的值由

IPz=2 Smax-ND [10Logl0（n）-10Logl0（BE TI1）]给出，在最困难的操作条件下， 在5-7MHz区域的夜间，扫描宽度可以限制在不超过10kRz，扫描时间在10ms的范围内，处理的多普勒频带在1R RE区域中，采用典型的接收机噪声系数 12dB作为互调产物不应超过的电平，其应低于外部噪声，并且具有100个元件的阵列，在-60 dBW下的两个干扰音调的IP3和IP2的值将变为：

IP3= 36 dBm 和IP2 = l02 dBm

对于带外线性度，第三级要求在当前技术水平之内，而在接收机输入端可以使用次八次频程滤波器来实现二阶要求。然而，这些结果通常是最坏情况条件，因为来自高级广播发射机的互调产物被认为落入用于雷达信号的否则空闲信道。导致基于干扰概率的一些放松。

最大的带内信号本质上是目标杂波，其可能比来自最大广播站的信号低至少20dB，意味着只有 6dBm的带内三阶截距可能就足够了。然而，数字接收机的重要要求是提供足够的带内线性以适应向带外区域的转变，而不需要在A-D转换器之前进行难以进行的模拟滤波。发现至少 20dBm的带内三阶截距对于使用相对简单的IF滤波来适应过渡区域是必需的。

在较高频率时，线性度要求随着干扰信号电平的降低而松弛，并且可以使用较宽的扫描带宽，从而获得更大的PMCW处理增益。较高频率下的噪声电平较低，要求接收机的低噪声系数通常在3月20日以后为10 dB或更低。如果满足互调要求，则通常满足交叉调制要求。

通带响应

在图1的布置中，在PMCW解调之前的模拟滤波器中的幅度平坦度和相位线性度的偏离。 3将影响每个范围单元的通带中的响应和范围旁瓣性能。通过FMCW解调和DFT分析的组合提取范围单元信息相当于参考扫描间隔T上的接收和参考扫描样本的乘积的总和。因此IF滤波器的幅度和相位响应中的Errnrs将是在该求和期间转移到幅度和相位误差，导致每个DFT输出样本上的固定误差。这可以通过对后续波束成形权重的修改来容易地补偿。在阵列校准期间评估补偿因子。

然而，范围旁瓣性能对振幅和相位误差更敏感。但可以通过确保接收机滤波器响应中的最小纹波来最小化。此外，由于错误将在频带上倾向于最大，因此扫描边缘，它们的效果将倾向于被DFT窗函数抑制。

I,Q正交函数

如前所述，图1的布置中的I.Q不平衡的影响。 图3将在PMCW解调期间通过频谱扩展导致来自总杂波功率的干扰从两倍于扫描带宽的反向扫描。 通过这种机制传递给给定范围单元的杂波功率由下式给出：

C - 1Q – l0Log10（2BsT） dBW

将总接收的杂波功率从任何广播电台的信号降低至少20 dB，确保来自该信号源的干扰功率的最小1.9幅图像抑制不超过处理的多普勒频带中的噪声功率BD为：

I， Qmin = C - ND – l0Log10（2BsT），C=80 dBW，Bs-10 kHz，NP-12 dB

和T=10毫秒。 BD=1Hz。

I,Qmin=89 dB

多普勒处理后的这种干扰的影响将取决于杂波的性质。

相位噪声

在1 Rz区域处理的多普勒频带中的目标信息的分辨率对接收机的相位噪声性能施加非常严格的要求。 从公共合成器分配给全接收器的本地振荡器信号上的相位噪声将相等地影响所有接收器，并因此相干地相加。 然而，源自各个接收机的相位噪声将不相干地增加，因此它们的贡献将通过阵列增益10 Log10（n）而减小。

数字接收机架构

图4示出了设计用于满足图1的布置要求的数字接收机的架构。两个IF级提供高带内线性度，足以容纳PMCW扫描信号。在IF处优选采用谐振器或简单LC滤波器以保持最佳线性度。晶体滤波器，特别是在第一IF所需的晶体滤波器，显示出低的低电平线性度。此外。螺旋或简单的LC滤波器在接收的扫描通带上实现相对平滑的幅度和相位响应，这是在PMCW解调期间避免劣化所必需的。

直接在第二个IF上进行A-D转换，采样速率是IF中心频率的四倍，从而允许将准确的数字转换为基带I，Q格式。这避免了与模拟混合到基带相关的I，Q不平衡和载波泄漏的限制，如图1和2所示。

在基带, I和Q信号被初始滤波，采样率通过抽取降低到与接收机通带相当的速率。接下来是可编程数字滤波器，用于在PMCW解调之前对所使用的接收扫描带宽进行滤波。在第二个IF，也可以提供可切换带宽模拟滤波，以保护A-D转换器免受在拥塞条件下可能伴随窄带扫描信号的高电平信号。可以在第二个IF使用基本模式的晶体滤波器，因为它们比泛音模式晶体表现出更好的低电平线性度。

接收性能

图5至图8示出了基于主架构可以实现的接收机的性能的示例。图5示出了在接收机通带内对于两个音调进行的频谱分析。左手垂直刻度表示带内过载点以下的电平，相当于A-D转换器过载点，右手标度对应的绝对电平（以dBm为单位），称为接收器输入。水平频率刻度中的分辨率对应于200 Ez [Z]的等效噪声带宽。互调产物的电平对应于 23 dBm的带内三阶截取点。 A-D转换器的设计是为了确保相当良好的三阶线性度，即每个音调电平的dB变化的

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