直接感应式传感器到微控制器接口电路外文翻译资料

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直接感应式传感器到微控制器接口电路

Zivko Kokolanski ^a, Josep Jordana ^b, Manel Gasulla ^b, Vladimir Dimcev ^a, Ferran Reverter ^b,

摘要

本文提出并分析了具有可变自感的感性传感器的基于微控制器的接口电路。除了微控制器（C）和传感器外，该电路只需要一个外部电阻和一个参考电感，从而形成两个RL电路。C适当地激励这样的RL电路，以测量每个电感器上的电压的放电时间（即感测和参考），然后使用这样的放电时间来估计传感器电感。 使用不同商业Cs在不同时钟频率下的实验测试显示出限制（特别是由于寄生电阻和量化）以及所测量的电路在毫微米范围内的性能。 实现了低于0.3％满量程（FSS）和10位分辨率的非线性误差，考虑到电路的简单性，这是非常不错的。

copy; 2015 Elsevier B.V. 版权所有。

1. 介绍

感应传感器广泛应用于工业电子仪器，因为它们坚固紧凑，与电容传感器相比，它们受到环境因素如湿度和灰尘的影响较小[1]。在感应传感器组内，那些基于可变自感（由于磁阻或线圈绕组的匝数的变化）测量位移（例如plusmn;1 mm [2]， plusmn;5 mm[3] 和plusmn;6 mm[4] ），位置（例如动力缸[5]内的活塞）都是是非常常见的。 也通过这些传感器测量间接引起位移的其他物理量子，例如：基于布尔登管[6]或嵌入集成电路（IC）封装的垂直线圈的感应式压力传感器[7] 。 还提出了使用低居里温度的磁芯来测量温度的感应传感器[8]。 在先前的应用[3,4,6,7]中，传感器电感在单位或数十毫安的范围内，但也可以找到较低的值（例如单位或数十微亨）。

两种已经被提出的主要类型的接口电路用于具有可变自感的感应传感器，并且通常在低中频下操作。第一种类型是松弛振荡器（例如，基于555 IC定时器[7]），提供可以由数字系统（例如，具有嵌入式定时器的C）读取的时间调制信号，而不使用模拟数模转换器（ADC）。第二种类型是交流激励桥（如麦克斯韦桥[6]或麦克斯韦维恩桥[3]），提供了在数字系统读取之前需要进行解调和数字化的一个幅度调制信号。通常需要在桥式电路中使用参考电感，由[9]中的广义阻抗转换器进行仿真。建议用于不属于前两组的电感式传感器的另一个接口电路是双斜率电感到数字转换器，其输出可以由没有ADC的数字系统读取，如在振荡器电路中，但是它需要运算放大器（OpAmp）和信号路径中的模拟比较器[4]。还有一些商业IC（例如来自德州仪器的LDC1000）执行电感到数字转换，但这些主要用于基于在较高频率下工作的涡流的感应传感器。

为了降低传感器电子接口的成本和功耗，已经广泛提出，分析和测试了电阻式[10-12]和电容[13-15]传感器的“直接接口电路”概念。在这些电路中，传感器电阻（或电容）与电容器（或电阻）一起形成RC电路，其充电或放电时间由C通过嵌入式数字定时器直接测量，并使用任何中间有源电路（如作为比较器，OpAmps，定时器和/或ADC）。考虑到它们的简单性，这种电路的性能是非常显着的，例如：

当测量电阻传感器在千欧范围[10,11]时，非线性误差（NLE）为0.01％满量程（FSS），有效分辨率为13位，测量电容式传感器时为0.1％FSS和9位在picofarad范围[13]。尽管采用RL电路来测量电感式传感器虽然可以采用相同的工作原理来代替传感器电感和电阻形成的RC电路，但迄今为止还没有报道过这样做的尝试。就在[16,17]中，我们可以找到非常初步的电路建议，但这些建议尚未被分析或测试。

作为[18,19]中提出的工作的延续，本文提出理论分析和实验评估具有可变自感的电感式传感器的直接接口电路。在所提出的电路中，电感式传感器由单步脉冲激发，测量结果为低频电感值;这是假设电感的频率依赖性（由于磁导率的频率依赖性）开始在足够高的频率下降低。因此，所提出的电路不适用于其工作原理涉及中高频电感测量的电感式传感器。例如，通常由高频（例如，单位或数十MHz）的交流信号激发的涡流传感器就是这种情况，以便在要检测的金属焦油中具有适当的穿透深度[20,21]。此外，传感器预计具有一些单位或几十毫安的电感[3,4,6,7];较低的电感值将需要非常高速的参考振荡器，这在当今普通的低成本8位微控制器中是不可行的。

本文组织如下：第2节描述了电路的运行原理，第3节分析了误差源，第4节给出了实验结果，第5节提供了主要结论。

图.1 （a）用于感应传感器（Lx）的直接接口电路。 （b）在测量包括Lx的RL电路时，引脚1和2处的电压的瞬态响应。 （c）测量Lx的第一阶段。 （d）测量Lx的第二阶段。

2. 工作原理

所提出的用于感应传感器的直接接口电路如图1a所示。除了C和传感器（Lx）之外，该电子接口只需要用于单点校准的参考电感（Lr）和限制C提供的电流的外部电阻（R0）。 由这些组件，形成两个RL电路：R0与Lx一起，R0与Lr一起形成。 然后，每个RL电路被C适当激励，以测量每个电感器（分别为Lx和Lr）之间的电压的放电时间（Tx和Tr）。 对于C，仅需要数字外设（具体为定时器）和数字输入/输出端口，从而产生全数字传感器接口电路。

每个RL电路的放电时间的测量需要两个阶段。图1c和d分别示出了在测量包括Lx的RL电路时在第一和第二阶段期间C的数字端口的状态。 在第一阶段（图1c），引脚1产生与定时器启动同步的步进脉冲（即从数字“0”到“1”，或从0 V到电源电压VDD） 引脚3提供数字“0”（即0 V），引脚2和4处于高阻抗（HZ）状态。 该结构导致Lx上的放电电压，如图3所示。 1b，由引脚2监视。当这样的放电电压达到嵌入引脚2的数字施密特触发（ST）缓冲器的低阈值电压（VTL）时，定时器停止，并且记录具有关于Tx的长度的信息的数字号码。 在理想条件下，Tx等于

在第二阶段（图1d），引脚1提供数字“0”，而其他引脚不改变其状态。 利用这种配置，电感电流向零放电; 该相位必须足够长（至少放电时间的五倍），以确保在电感器之前存储的能量被去除。 此后，该电路类似地用于包括Lr的RL电路的测量，但是引脚3处于HZ状态，并且引脚4提供数字“0”。 在这种情况下，结果是具有关于Tr的长度的信息的数字号码，其理想地等于

在测量Tx和Tr之后，提出了以下单点校准技术

其中Lx *是Lx的估计值。在（3）中替换（1）和（2）得到Lx * = Lx，因此估计值在理想条件下没有错误。此外，（3）只要（i）在Tx和Tr的测量期间温度保持恒定，以及（ii）参考电感器具有低温度系数，则消除影响电路的温度变化。注意，在（1）和（2）中温度的变化可能会影响R0，VDD和VTL的值，但是如果它们在两个测量中都以相同的方式进行，则通过（3）补偿这种热效应。时间漂移影响R0，VDD和VTL也由（3）自动校准。为了补偿Lx的温度依赖性和时间漂移，电路将需要具有相同依赖性的Lr。三信号校准技术[10,13]的应用原则上似乎是不必要的，因为由电路本身引入的偏移寄生电感（例如，由于印刷电路板上的互连或者C芯片的焊盘）远低于传感器电感（某些单位或数十毫安）。

根据[22]中提出的指导原则，可以减少电路的电流消耗。在第一阶段，放电时间应由运行在高频（例如单位或数十MHz）的定时器进行测量，以便具有良好的时序分辨率，但是CPU（中央处理单元）停止中断系统和定时器。在第二阶段，只有CPU应该处于低电平（例如数十或数百kHz），但由于我们不需要准确控制该阶段的持续时间。使用这种配置，C的内部电子器件的电流消耗在第一阶段高出十倍[22]。另一方面，我们也有流过外部RL电路的电流，但只有第一阶段所需的电流必须考虑电流消耗，因为RL电路在第二阶段与VDD断开连接。因此，主动模式下的平均电流消耗（即当C正在进行测量时）可以近似为ITasymp;（Iint Iext）（Tp1 /（Tp1 Tp2）），其中Iint和Iext是平均值分别由第一相中的内部电子装置和外部RL电路消耗的电流，Tp1和Tp2分别是第一和第二相的长度。假设Iint = 20mA时的Iint = 22mA，Iext = 0.37·VDD / R0，Tp2 = 5·Tp1（以消除存储在电感器中的能量），则在VDD = 5V时IT = 2mA，因此，功耗为10 mW;假设（i）放电时间几乎等于时间常数，因此，前一等式中的因子为0.37，（ii）等效电阻为200，其考虑了外部电阻器的值和在第4节做出说明的寄生电阻。

图.2 等效电路来分析寄生电阻对直接接口电路的影响。

1. 错误分析

如前所述，在理想条件下，当应用（3）时，我们有Lx * = Lx。 然而，实际上，估计值主要由于（i）C的电感器和数字端口的寄生电阻（ii）放电时间测量的量化而经历一些误差。

表1

用于实现图1.（a）所示的直接接口电路的微控制器的主要特征。

该值已经通过（8）式假设R0 = 99.0计算得出。

3.1. 寄生电阻的影响

使用图2所示的等效电路分析寄生电阻对所提出的直接面内电路的影响，其中，当提供数字“1”和“0”时，Rp1和Rn1是引脚1的寄生输出电阻， 分别为Rn3和Rn4分别为引脚3和4的寄生输出电阻，当它们提供数字“0”时，Zin是在HZ状态下设置的引脚的输入阻抗（被认为是非常高的），以及 Rx和Rr分别是Lx和Lr的寄生等效串联电阻（ESR）。 数字端口的不同状态由开关（S1，S3和S4）建模。

图2所示的寄生电阻，放电次数Tx和Tr分别等于

其中R3 = Rn3 Rx和R4 = Rn4 Rr。 更换（3）中的（4）和（5）

得到Lx *和Lx之间的实际关系：

从（6）式中可以看出，如果R3 = R4则Lx * = Lx。然而，如果寄生电阻不能很好地匹配（基本上由于在Rx和Rr之间不匹配），因为Rn3和Rn4之间的失配预计只是欧姆的十分之一[10]），那么我们可以实现具有（Rp1 R0）R3和（Rp1 R0）R4的Lx *asymp;Lx。 因此，R0的值越高，寄生的误差就越小电阻。然而，如下一小节所示，高值R0在量化效应方面是不可取的。考虑（Rp1 R0）R3和（Rp1 R0）R4并应用一阶泰勒级近似，（6）式可以简化至

其中

并且R3 =R3-R4。根据（7）式，如果R34gt; 0，则对抗电阻之间的失配导致增益误差为正（即斜率高于1），但如果R34 lt;0，则为负（即斜率低于1）。 另一方面，由寄生电阻引起的相对误差可由（7）表示为

假设表1中提供的（8）式中涉及的不同变量的实验数据，我们知道alpha;asymp;0.005Omega;，这将导致R34=1的相对误差为0.5％。

一些感应传感器（例如基于线圈绕组的匝数变化的那些）可以提供随着Lx的值而变化的Rx。在这种情况下，Rx可以以第一近似表示为

其中Rx0是当Lx = 0时的寄生ESR，并且beta;是Omega;/ mH中的灵敏度因子。 因此，电阻不匹配也取决于Lx

其中可以看出Lx *和Lx之间的二次关系，从而导致非线性误差。 注意，电子电路通过（3）进行自动校准，但总体测量系统（即电子传感器）预计将受到以后的两点现场校准（例如，两个众所周知的位移将被应用并且输出值将被记录），因此，非线性误差成为不准确性的主要原因。

图3 量化效应对Lx的估计。

3.2. 量化效应

由数字定时器执行的时间-数字转换在Tx和Tr的测量中产生量化误差。 如果使用与捕获模块相关联的输入来监视放电电压（即图1a中的引脚2），则量化误差范围为-Ts（= 1 / fs）至0 [11]，其中Ts和fs为 分别是定时器的参考振荡器的周期和频率。 然后，如果在（3）中使用Tx和Tr的量化值（即，分别为Tx，q和Tr，q），则传感器电感的估计发生错误。 假设R34 = 0的最坏情况是：

（a）Tx受到最小量化误差（即零），而Tr受到最大量化（即-Ts）的影响，因此导致

其作为增益误差。（b）Tx受到最大量化误差（即-Ts）的影响，而Tr受到最小值（即零）的影响，因此导致

其作为偏移误差。

方程式 （13）和（14）分别定义了由于量化效应引起的响应L *与Lx的高边界和低边界，如图3所示。 考虑到Lx *的值被随机分布在这些边界之间（参见例如图3中的交叉），则通过量化引入的最关键的误差似乎是非线性的。 边界越近，非线性误差越低，这可以通过（i）快速参考振荡器（即，较低的Ts值）来实现，尽管这增加了C的电流消耗（ii）一个较低的R0，从（2）可以看出这增加了Tr的值。 但是，请注意，R0的值可以随着阻抗的增加而与寄生电阻一起低到RL电路的电流低于C的数字端口可以提供/降低的最大电流的电流。另一方面，由量化造成的相对误差由下式决定

其可以通过减小因子Ts / Tr而减小非线性误差。

图.4 在放电时间测量期间，引脚2处的电压的实验瞬态响应。

1. 实验结果与讨论

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