宽带MIMO-OFDM无线通信外文翻译资料

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宽带MIMO-OFDM无线通信

OFDM是实现高速数据无线传输的一种有效手段。OFDM在发射端和接收端与天线阵列相结合从而达到在时变和频率选择性信道中提高分集增益或增加系统容量的目的，由此形成了MIMO配置。本文主要研究在MIMO-OFDM系统设计中出现的不同的物理层研究问题，其中包括物理信道的测量与模拟、使用MIMO-OFDM系统中自适应天线阵列和空时技术的模拟波束形成技术、纠错编码技术、OFDM前缀和分组设计以及为了实现在MIMO-OFDM系统中时频同步、信道估计、信道跟踪而使用的信号处理算法。最后，本文也探讨了MIMO-OFDM中软件无线电的实现。

I 绪论

OFDM已经成为实现信号在无线信道中传输的一种普遍方法。同时该技术也应用于几种不同的无线标准，如数字音频广播、数字视频广播、IEEE 802.11a局域网标准和IEEE 802.16a城域网标准。OFDM也正在努力实现专用短程通信从而达到实现到道路交通与车辆之间通信的目的，同时专用短程通信也是4G无线移动通信系统中的一种有发展前景的技术。

OFDM将一个频率选择性信道转化为若干频率平坦子信道的并行集合。子载波需要有最小的频率间隔来维持相应时域波形的正交性，但是不同子载波对应的信号频谱在频域上会有重叠。因此这将使可用带宽得到有效利用。如果在接收端信道信息是可知的，那么在OFDM发射端可以调整信号编码策略来匹配信道。由于OFDM使用了大规模的窄间隔子信道集合，那么自适应编码策略将能够达到一个理想的频率选择性信道的基于注水法实现的信道容量。在实际中可以通过自适应比特加载技术来实现，在该种技术中不同大小的信号星座将被传送到不同的子载波中。

OFDM是一种块调制技术，在该种技术中一个N个信息符号的数据块将被传送到N个子载波上去。同时，一个OFDM符号的时延将是单载波系统的N倍。OFDM调制可采用逆向离散傅立叶变换来实现，即将具有N个信息符号的数据块进行模数转换。为了消除由于信道时间传输所引起的码间串扰，每个具有N个逆离散傅立叶系数的数据块将会插入循环前缀或者有G个样本组成的保护间隔，而且循环前缀的长度至少和信道长度相等。在此条件下，被传输序列和信道的线性卷积可转化为圆周卷积。因此，码间串扰所带来的影响很容易且可以完全得到消除。此外，该种调制方法还可使接收端使用信号快速处理转换的方式，如在OFDM实现中所使用的快速傅里叶变换。同样，相同的技术也可应用于单载波系统中，在发射端时在长度为N的数据块前添加长度为G的循环前缀，同时在接收端使用频域均衡技术。

在接收端和发射端可以使用多个天线，由此引出MIMO系统。MIMO系统利用了空间分集，空间分集可在密集多径散射环境中通过空间分隔开的天线而实现。MIMO系统可以通过多种不同方式实现，这些方式都是通过得到分集增益从而对抗信道衰落或者得到容量增益。普遍来讲，有3种MIMO实现技术。第一种是通过最大化空间分集来提高功率效率。该种技术包含有延迟分集，时空分组编码和空时格形码。第二种则是使用分层的方法来提高信道容量。此种技术中较为普遍的一种应用便是由Foschini提出的V-BLAST系统，但一般来讲该系统无法实现全空间分集。最后，第三种便是研究发射端的信道信息。该种方法使用奇异值分解的方式将信道系数矩阵进行分解，同时使用已经得到分解的单位矩阵作为发射端和接收端的前置、后置滤波器力求达到信道容量的近似。

OFDM已经应用于IEEE 802.11a局域网标准和IEEE 802.16a局域网、城域网标准，同时也正在考虑应用于IEEE 802.20a标准中，该标准是为保持与高带宽连接的用户其网速可以高达60mph。IEEE 802.11a局域网标准以高达54Mb/s的原始数据速率（信道允许的的条件下）和20MHz的信道间隔来运行，由此可以得到2.7b/s/Hz的带宽利用率。实际吞吐量主要是由媒体访问控制（MAC）协议决定。同样的，IEEE 802.16a以多种模式进行操作，这些模式取决于信道条件，即在普遍带宽6MHz中数据速率的范围是4.20~22.91Mb/s，对应的带宽利用率便是0.7~3.82b/s/Hz。在MIMO技术中的最新进展中在OFDM系统的实现方面取得了突破性进展。对于局域网、城域网而言，宽带MIMO-OFDM系统的带宽利用率大约为10b/s/Hz是可行的。在本文中所探讨的物理层技术也旨在达到10b/s/Hz的带宽利用率。

本文讨论了宽带MIMO-OFDM系统中物理层的几个方面。第二部分描述了MIMO-OFDM的基本模型。所有的MIMO-OFDM系统中的接收端都必须执行时间同步，频偏估计和校正以及参量估计。通过使用由一个或多个训练序列组成的前缀而实现以上要求。一旦相位捕获过程停止，那么接收端开始进入追踪模式。第三部分则对信号采集过程提供了一个大体的概括，在第四部分中研究了采样信号的频偏估计和校正。在第五部分中探讨了信道估计的相关问题；第六部分研究了MIMO-OFDM系统中的空时编码技术，在第七部分中则探讨了相应的编码方法。自适应模拟波束形成技术能够用来提供最有可能的MIMO链路。第八部分探讨了波束形成的不同方法。第九部分简单地探讨了媒体访问控制的相关问题。第十部分研究了MIMO-OFDM系统中软件无线电的实现。最后，第十一部分讲述了一些有关MIMO-OFDM的相应看法的开放性问题。

II MIMO-OFDM系统模型

多载波系统在离散时间上通过使用逆向快速傅里叶变换作为调制方式，快速傅里叶变换作为解调方式从而得以有效实现。传输的数据是“频率”域系数和在IFFT阶段的输出的样本是传输波形的“时间”域样本。图1是一个典型的MIMO-OFDM系统实现框图。

图1 Q times; L的MIMO-OFDM系统，其中Q和L分别为输入输出端口数

令 表示长度为N的数据符号块。数据块X经过IDFT变换后将会产生时域序列。

（1）

为了消除由于信道传输延迟所带来的影响，由循环前缀或者后缀所组成的保护间隔将附加到序列上。假定为所添加的是循环前缀，则传输序列的保护间隔为

（2）

其中G为是样本中的保护间隔长度，则是以N为模的数n的残差。通过传输以采样速率为1/T s进行模数转换（产生信号的实部和虚部）的序列从而得到OFDM复杂序列，同时模拟信号I、Q上变频到RF载波频率。为了避免码间串扰，循环前缀的长度G必须与离散时间信道冲激响应M的长度相等或者略大于。传输一个OFDM符号的时间，，称为OFDM符号时间。OFDM信号经传输至RF信道的通带中，而后接收，下变频至基带。由于循环前缀的存在，被传输序列与信道冲激响应的线性卷积转换成循环卷积。因此，在接收端所接收的每个数据块中的原始的G个样本都将被移除，而后通过N的离散傅里叶变换得到目标序列。

典型的MIMO-OFDM系统的帧结构是如图2所示。OFDM的前导码由长度为的训练序列Q组成，其中，，是一个整数除以。通常在训练间隔中，保护间隔的长度将会翻倍；例如，在IEEE802.16a标准中，为了增强同步，频偏估计和频域均衡从而缩短信道长度，在该种情况下信道长度将会大于保护间隔的长度。

图2 的OFDM帧结构

首先考虑OFDM帧的前导码。长度为的前导码序列是通过激活来自于所选择的字母表（余数设置为0）的非零训练符号的长度为N的频域变量的第I个系数而得到。（感觉翻译起来不太通畅）经由第i个天线所传送的频域训练序列是，其中，。单个长度为的时域训练序列经由序列的N点逆向离散傅里叶变换而得到，同时保持了第一长度为序列的时域系数并且将剩余部分丢弃。每一个长度为的时域序列都将附加一个循环前缀。设第th个发射天线和第th个天线之间的子信道系数矢量为，设在第l个接收天线上所接收到的采样序列为。在去除保护间隔后，所接收到的采样序列将会重复I倍，并且通过N点快速傅里叶变换解调为

（3）

（4）

其中。已传送阶的样本矩阵，阶的信道系数矩阵与阶的高斯白噪声矩阵之和可用来表示第子载波上的阶的已解调的OFDM样本矩阵，表示如下：

（5）

其中可以认为是阶的N个矩阵的集合或者是长度为N的个向量的集合。

1. MIMO-OFDM系统的前导码设计

最小二乘信道估计方案要求所有阶的训练符号矩阵都是归一化，其中，以便只需要Q个OFDM符号来进行信道估计。实现这一要求，一种较为直接的方法便是是每个矩阵转化为对角矩阵。然而，为了实现类似于从所有天线发送前导码（前同步码）信号的情况，前导码的功率需要提高dB。由此带来的便是对增大功率放大器的动态范围这一要求有着不良影响。因此，这就意味着必须要有提出一种解决方法，使得当矩阵仍为单位矩阵时，所有天线依然可以发送序列信号。于是为了满足这一要求，Traokh便提出了一种名为空时分组编码的方法。当Q=2，4，8时，正交设计存在。例如，当Q=2，4时，我们可以选择前导码的结构如以下形式：

（6）

（7）

是长度为的向量，于是产生了单位矩阵。结果表明，以该种方式使所有天线传输相同的序列是有利于同步的。同样，当Q=8时也存在类似结构。当Q取其他值时，可以通过发送多于Q个训练序列或通过使用如[24]中所描述的Gram-Schmidt正交归一化过程使训练符号矩阵转换为单位阵从而获得信道估计的最小二乘（LS）解。

B . 导频插入

信道系数需要持续追踪，这可以通过在固定或可变子载波位置插入已知的导频符号来辅助实现。例如，IEEE802.16a标准提出在子载波[12,36,60,84,172,196,220,224]（假定N=256）的固定位置插入八个导频音。图3表明了在IEEE802.16a标准中所使用的产生导频序列的方法。在下行链路（DL）和上行链路（UL）中，移位寄存器用如图所示序列进行初始化。输出端的0将映射成 1,1将映射成-1。对于天线数目Q分别为2和4的MIMO系统而言，其导频序列可以在时间和空间上进行编码分别形成在（5）和（6）中所示结构，从而允许简单的LS信道估计。更多与导频序列构建的相关信息，读者可参阅[27]。

图3 产生导频点

III 采样阶段的同步

时间和频率同步可以按照以下步骤顺序执行[28]。

步骤1：

粗时间同步和信号检测——粗略时间采集和信号检测定位在OFDM帧开始处的样本值近似取值范围上。由于循环前缀（或后缀）的存在，在前导码部分的粗略时间采集可以通过接收到的样本相关联而得以实现，这些样本在长度为G的窗口（[25],[29]）彼此之间都会留出长度为的距离，即

（8）

其中。此外除了使取得最大值外，同时还应使其超过一个特定阈值从而降低误报的可能性。我们选择的阈值应为相关窗口的输入信号能量的10％。

步骤二：

时域的频偏估计——发射机和接收机本地振荡器之间的任何频率偏移在时域序列中均被反映为逐行相移，其中是频率偏移，并且被定义为实际频率偏移与载波间距的比率.基于（7）中自相关函数的相位可以获得高达子载波间隔的频率偏移估计如下：

（9）

其中是最佳的粗略定时采样时刻且。通过在前导码部分将已接收序列与相乘，在数据部分与相乘来消除接收序列中的频偏估计。同时需要注意，当通过因子I来减少训练符号的长度时，时域中的频率偏移估计的范围也将通过因子I来增加。

步骤三：

残余频偏的校正——如果时域频偏估计的范围不足，则可以使用频域处理。设所有的天线均发送相同的频域训练序列残余频偏为子载波间隔的整数倍，可以通过计算与所接收的频率、所纠正的频率（来自步骤II）和解调符号序列的频率的循环互相关来进行估计，即

（10）

其中

（11）

残余频偏估计为。还需注意相对频率偏移的小数部分在步骤II中的时域中得以估计，而相对频偏的整数部分在步骤III中的频域中得到估计。

步骤四：

精准时间同步——精准时间采样定位于OFDM帧有用部分开始的几个样本内。一旦消除了频率偏移，可以通过频率校正的采样与发送的前导码序列的交叉相关来实现精准时间同步。度量精准同步的公式如下：

（12）

其中。对于使用第II-A部分中所讨论采用正交设计方法的系统而言，该系统可使用两个和四个和八个发射天线，每个接收机天线只需要一个互相关器。再次将阈值设置为第个接收样本中所含能量的10％。由于精准时间同步在计算上价格

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