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单电感0.35mu;m CMOS能源收集压电浮能器

摘 要

虽然微型化压电式换能器通常比静电和电磁型的压电式换能器更有动力，但它们仍能产生小功率。原因在于，机电耦合系数很低，这就意味着微小的传感器对震动施加的阻尼力(在绘制功率时)几乎是不明显的。单独电感0.35 -micro;m CMOS压电浮能器提出反驳这一缺陷通过收集能源从电池到传感器。这个想法是为了加强对振动工作的静电。这样,从传感器电路吸引了更多的权力,从2.7厘米79micro;W推动的压电悬臂0.25米/ s2。79micro;W画在0.25 m / s2收集91新泽西的电池能量,系统输出52micro;W,输出功率超过3.6倍14.5micro;W零电位的全波桥式整流二极管在其最大功率点可以提供从同一来源。630 nW输给了控制器,能量转化效率的峰值在69%的浮能器输出46micro;W 67micro;W吸引从换能器在0.25 m / s2当收集0.8 电池能源。

关键词:压电浮能器，静电阻尼力，能量收集，环境振动和运动，开关单电感直流变换器，开关电源，供电无线微传感器，小型微型化传感器。

压电收集器

无线微传感器可以为人体、移动的机械系统和其他难以进入的地方增加节能和提高性能的智能，更不用提那些难以管理的基础设施，如制造工厂、医院和军事营地[1]-[4]。不幸的是，这些小型系统能够负担得起的电池体积很小，因此很容易耗尽。这是一个挑战，因为派遣人员去充电或更换电池往往是不可能的，或者是昂贵得让人望而却步，特别是在考虑大型网络设备的时候。幸运的是，光、热、电磁辐射和运动的能量是巨大的，环境安全的，而且便宜。但更重要的是，收获环境能量可以消除燃料电池和电池通常需要的笨重的“油箱”。

在可能的来源中，动能在运动中是有吸引力的，因为振动在环境中是丰富的。这就是为什么压电换能器今天很受欢迎，因为它们在类似的空间约束下产生更多的能量，而不是它们的静电和电磁相[2]-[3]。通过这种技术，振动改变压电材料的分子结构，分离电荷并在表面建立电压。产生的静电会增强材料的弹性力，以防止振动。通过这种方式，器件在机械领域中吸收能量作为势能，在电子领域中作为电荷。

在收集系统中，图1a中的传感器将运动中的动能转换为电能EEE。一种浮能器电路从EEE中提取能量，作为输入能量，输出电荷能量ECHG，以补充电池或存储电容。内部，交流的iPZ和并联电容CPZ在图1b模型中，传感器的电荷如何建立使振动为[4]的静电力。电阻泄漏是传感器的电介质泄漏，通常是无关紧要的。

不幸的是，在CPZ中产生振动的交流电压不能直接对电池或电容器充电。为了达到这个目的，现代系统采用全或半波的二极管-桥整流器。为了减少电力消耗，以及这些整流器能吸引电流的阈值电压，工程师经常用同步MOS开关[5]-[8]代替异步二极管。但是，当振动是微弱的，转换器是小的[9]-[10]时，压电电压可以很低，二极管-桥式整流器只有当其整流输出vRECT几乎不低时才能提取能量。这一限制限制了二极管-桥网络到显示强振动或能容纳大型传感器的应用。

有趣的是，当vRECT是vPZ的开放电路振幅vPZ(OC)的一半时，二极管-桥网络产生最大的功率。这就是为什么[11]-[12]合并了一个开关转换器和一个电容式CRECT，它可以从vRECT中分离出电池电压vBAT，并且只在vRECT保持接近最大功率点的范围内加载CRECT。由于振动强度可以随时间变化，[11]-[12]还中断了收集过程，以监视vPZ(OC)和调整vRECT。这种方法对周期性的振动有好处，因为在牺牲的刷新周期之间的时间可以很长。但是，由于冲击波诱导和其他随机振动，从周期到周期的变化，所以停止过程到感知vPZ(OC)在后一种情况下是不太可行的。

另一个对二极管-桥整流器的限制是，iPZ必须首先向vRECT充电，然后系统才能对vPZ进行vRECT和输出功率的控制。换句话说，当vPZ在- vRECT和 vRECT之间转换时，iPZ会失去向CPZ充电的能量。[13]通过将CPZ向地面发射，并使用iPZ将vPZ从地面提升到- vRECT或 vRECT，从而将这一要求减半。更棒的是，[13]-[14]将CPZ放入循环电感器中，并使用LRE中储存的能量重新给CPZ充电。这样，系统回收CPZ的能量，因此，iPZ可以几乎连续地流进vRECT。然而，这一系统需要一个全波二极管-桥式整流器，一种开关转换器，它将vBAT从vRECT中分离出来，一个整流电容器，以及一个循环电感器和它的同步网络，它们的结合会消耗更多的能量，占用的空间比不回收的前一代要多。相反，[15]-[16]让iPZ在iPZ的半周期内激活CPZ，并使用电感器将CPZ快速地消耗在半周期内。这样，系统就会丢弃全波二极管桥整流器、整流电容器和回收电感器来节省能源和空间。尽管如此，小传感器所建立的静电力是如此之差，当振动弱时输出功率就很低。

[17]-[18]将能量投入到CPZ中，以增强静电力，并因此从振动中获得更多的能量。因此，[17]-[18]需要多个非晶片电感和高电池电压。在[19]中模拟收割者，在[20]中简单介绍，在这里进行原型和评估，但是，收集，绘制，并将能量传递给一个电感器，两个开关，和一个控制器。为了理解系统的力学原理，第二部分解释了收割者如何利用能量来从弱振动中吸取更多的能量，第三节描述了为了这个目的而制造的集成电路(集成电路)。第四节和第五节对测量的性能进行评估和讨论，并得出相关结论。

能源收集系统

1. 收集方式

从动能中提取动力最终会降低推进力的影响。这意味着收获能量反对运动，结果会减慢传感器的速度。因此，提高换能器施加的相反力从运动中吸取更多的能量。除了提高超过临界阈值的力可以将运动阻碍到运动停止的程度。然而，超过这个临界阻尼点是不太可能的，因为它们的机电耦合因子基本上很低。

在压电换能器的情况下，压电电容CPZ两端的电荷建立了将动能EKE转化为静电能EEE的静电力[18]。这意味着回收或收集电池能量来充电CPZ会加强阻尼力，换能器可以通过该阻尼力将运动转化为更多的机械能量进入电气领域。为了看到这一点，考虑到CPZ的电压vPZ的线性变化产生CPZ的能量0.5CPZvPZ2的二次变化。因此，使用能源EPC或0.5CPZVPC2将CPZ预充电到VPC，并允许iPZ进一步向CPPC充电CPZDelta;vPZVPC，比iPZ可以在没有VPC的情况下输出的0.5CPZDelta;vPZ2更多的能量存储CPZDelta;vPZVPC：

ENET = EPZ（F）！EPC = 0.5CPZ（VPC “vPZ）！0.5CPZVPC = 0.5CPZ”vPZ CPZ“vPZVPC，（1）

其中ENET是输送的净能量，EPZ（F）是CPZ的能量， 是VPC Delta;vPZ。请注意，只要换能器的相反力低于过阻尼点，这只能保持不变。

1. 能源收集浮能器

在图1中提出的系统中 2交换机MNPZ和MPBAT通过iPZ的正半周期打开，让iPZ将CPZ充电到正峰值vPZ（PK） 。 然后，MPBAT在收集时间tau;I之间关闭，以将电池能量放入电感LH，其结果是将LH的电流iL提高到大约20mA。 接下来，MPBAT打开，MNPZ关闭，以将CPZ的收获能量排出到tau;H 上。 MNPZ保持关闭，直到LH消耗其所有能量（当iL为零时）返回CPZ以将CPZ预充电为负预充电电压-VPC。 换句话说，系统将电池能量和iPZ的正半周期收集的能量投入到CPZ中，这意味着传感器的静电阻尼力在iPZ的负半周期内将高于正相反。

在收集过程之后，MNPZ和MPBAT再次开放，允许iPZ进一步向消费方向收取CPZ。在iPZ的负半周期结束时，当vPZ在-vPZ（PK） - 峰值时，MNPZ在tau;H-上闭合，将CPZ放电到LH。之后，MNPZ打开，MPBAT在tau;CHG之间关闭，将LH排入电池vBAT。

由于将能量输入和离开LH只需要7微秒的3.5毫秒振荡周期，所以系统只需要一个电感就能投入和收获能量。此外，由于开关电感器不需要将vPZ钳位到vBAT以绘制在CPZ中收集的能量，系统可以将VPC提高到高于vBAT和vPZ（PK） ，以在换能器中建立更高的阻尼力。然而，在实践中，传感器的关键阻尼点，通过将能源投入CPZ而导致的传导和栅极驱动损耗，在极端情况下，收集能源所需的时间将最终限制VPC。

在这个过程中，系统将通过iPZ的正半周期回收所收集的EH 能量，并将电池能量EI（BAT）用于将EPC或0.5CPZVPC2投入CPZ。因此，vBAT补充了EPC中的EH ，同时还提供了系统消耗的导通，栅极驱动和静态损耗ELOSS 的功率：

EI(BAT) = EPC minus;EH ELOSS = 0.5CPZVPC2 minus;0.5CPZvPZ(PK) 2 ELOSS . (2)

在iPZ的负半周期结束时，LH提供CPZ的能量0.5CPZvPZ（PK）-2的部分，系统不会作为ECHG作为损失作为损失分解为vBAT：

ECHG = 0.5CPZvPZ(PK)!2 !ELOSS! . (3)

因此，vBAT在ECHG收到vBAT没有输入EI（BAT）的费用：

ENET = ECHG !EI(BAT) = 0.5CPZ (vPZ(PK)!2 !VPC2 vPZ(PK) 2)!ELOSS !ELOSS! . (4)

因此，如果vPZ上的损耗的影响是最小的，而阻尼的影响是可以忽略的，则当微弱的振动受到刺激时，通常是这种情况，所以vPZ（PK） - 大致为VPC vPZ（PK） ，如图4所示2显示。 因此ENET减少到：

ENET = CPZvPZ(PK) 2 CPZvPZ(PK) VPC minus; ELOSS minus; ELOSSminus;, (5)

这大于系统可以在不投入能源的情况下收获CPZ给VPC。

集成电路

浮能器在图中提出。 3集成了图1的电源开关。 2将控制器插入0.35mu;mCMOS集成电路（IC）。 芯片中的15-nF-10-MOmega;传感器CPZ-RPZ，330mu;H-1.6Omega;电感LH，电池vBAT以及肖特基二极管DSS和36-nF电容器CSS实现的负峰检测器都是芯片。 负峰值检测器的目的是建立一个足够低的衬底电压，以便在CPZ的vPZ低于地下至-vPZ（PK）时，使系统中所有NFET的体二极管不会无意中正向偏置。 然而，当分离的NFET可用时，或者当另一个转换器产生负偏压时，检测器不是必需的，如[13]所示。 DSS和CSS对竞争的替代品的好处是功耗更低，硅面积更少，并且使用更主流和更便宜的CMOS技术。

A. 功率层次

电源开关图1中的MNPZ和MPBAT。 3是厚氧化物15V器件，因为它们的互连端子在VBAT以上并且低于地面的vPZ摆动。由于LH的电流iL瞬间达到毫安以将微瓦平均提供给vBAT，传导损耗可能很大，因此MNPZ和MPBAT的通道长度最小为1.5mu;m。通道宽度高达40和90 mm，以同样减少欧姆损耗，但不会使更高的寄生栅极电容需要更多的栅极驱动功率，而是比较宽的晶体管节省更低的导通损耗[23]。换句话说，这些通道宽度应平衡欧姆和栅极驱动损耗。

NMOS驱动器：仍然，-vPZ（PK） - 相对于驱动MNPZ的栅极跨越vBAT和-vPZ（PK）的地，这样低 - 消耗了相当大的功率。但是由于MNPZ的门vGN只需要一部分vPZ（PK），MNPZ的驱动器DRVN在图1中。 4产生不超过CF连接跨越vBAT和VSS的飞行电容器CF采样的分压部分：

VDRV =(vBAT VSS )(CFC FCGN)(6)

其中CGN是MNPZ的栅极电容，VDRV是CF最终驱动的电压，CF将VDRV设置为0.4（vBAT | VSS |）。 所以当vBAT为4 V时，-vPZ（PK） - 为-5.5 V，| VSS | 大约为5.5 V，VDRV为3.8 V。因此，MPC和MNC将CF充电至vBAT | VSS | 而MTGND则通过vGN开通跨越iPZ的正半周期的MNPZ。 然后，MPC，MNC和MTGND打开，MPD和MTD靠近vGN和vPZ连接CF。 因为vGN在这一点上，因为vPZ通过VDRV转换到vPCZ以上的-VPC，所以MNPZ在这里关闭。 然后，控制器打开MPD和MTD并关闭MTPZ以将vGN连接到vPZ，从而在iPZ的负半周期内打开MNPZ。 当vPZ峰值为-vPZ（PK）时，控制器再次关闭MPD和MTD以关闭MNPZ，从而将CPZ排入LH。

这样，在较低的栅极电压摆幅的情况下，如果传统的轨到轨变频器驱动的MNPZ驱动器驱动器消耗了电路将消耗的24 nJ中的8个。 换句话说，当从VSS到vBAT的摆幅时，MNPZ及其驱动器在栅极驱动和欧姆损耗最佳平衡时为低功耗而耗散的功率[23]更高。 这里，如图1所示。 图4a显示，MNPZ的栅极驱动器也独立于vPZ，因此在半周期内是一致的。 MNPZ的峰值栅极电压也高于轨到轨驱动器将建立的电压（即vBAT）。 这种更高的驱动有助于抵消MNPZ的身体效应对其阈值电压vTN的不利影响，最终抵消其耗散的欧姆功率的电阻。

与它们的中间连接点连接的两个P阱与它们的N阱块连接起来实现了MPC，一半的MTPZ和一半的MTGND，以便当两个端子电压升高到另一个端点电压时，保持它们

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