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WR-3波段宽调谐高功率基波压控振荡器

Dongkyo Kim和Sanggeun Jeon，IEEE成员

摘要——本文介绍了一种具有宽频率调谐范围和高输出功率的300GHz压控振荡器（VCO）。为了产生300GHz的基频振荡，采用共源共栅交叉耦合对代替传统的共射极对作为VCO内核。将电容性发射极退化添加到VCO内核，以实现负电导的宽带宽。此外，对振荡反馈环路的相位进行了分析和优化，进一步扩展了调谐范围。VCO 采用0.25um InP DHBT 技术制造（ fT/fmax 392/859 GHz ） 。 结果表明，压控振荡器的频率在272.4~310.8GHz范围内可调，且具有一个峰值。输出功率为1.5 dBm。据作者所知，这是已报道的WR-3频段基波VCO中最宽的调谐范围，为38.4 GHz（部分带宽为13.2%）。

关键词—电容退化、共源共栅交叉耦合对、太赫兹（THz） 单片集成电路、电压控制振荡器（VCO）、宽频率调谐范围。

1. 介绍

最近，太赫兹（THz）波段（0.3–3 THz）由于其未使用的宽带频谱可用于各种应用而受到关注[1]，[2]。高速无线通信、高分辨率成像和光谱学是可以利用这种宽带太赫兹频谱的潜在应用[3]–[7]。为了实现这些应用的太赫兹系统，需要一种具有宽频率调谐范围和高输出功率的频率可调谐太赫兹源。必需的。有一个很宽的频率间隙，称为THz间隙，其中频率源很难通过电子或光子器件实现。鉴于晶体管技术的快速发展，太赫兹间隙最近已经减少，并且已经报道了几种基于晶体管的太赫兹源[8]–[33]。在[8]–[25]中，THz振荡器采用CMOS或SiGe HBT技术制造。这些硅基振荡器大多使用谐波输出结构，如推-推[8]-[16]或三推[17]-[22]，以克服硅晶体管的有限f麦克斯。使用基于谐波 的源，包括N-推动振荡器或振荡器-倍增器链，近年来已 经演示了几种基于硅的太赫兹成像和通信系统[34]-[36]。他们为实际的THz应用实现了足够的系统性能。然而，为 了从基于谐波的源提升相对低的输出功率电平，在源[35]、[36]之后采用附加的缓冲器或功率放大器（PA）。在参考文献[14]中，演示了工作频率为317 GHz、辐射输出功率为3.3 MW的成像发射机。在这种情况下，使用4times;4辐射阵列结构来增加有效全向辐射功率（EIRP）。这些改进基于谐波的源的输出功率的方法将需要复杂的系统架构、大的芯片尺寸和直流功耗[28]。此外，基于谐波的源可能遭受不希望的谐波信号[5]， [37]。LO路径中的杂散谐波泄漏可能会下变频至IF，从而 导致系统性能下降[38]。在参考文献[39]中，通过所需频 率的选择性辐射结构消除谐波信号。然而，一般来说，基 于谐波的源需要额外的电路元件，如高阶滤波器，以抑制 不需要的谐波信号[40]。此外，由于谐波输出通常在单端 节点获得，如果需要差分信号，则应采用额外的巴伦[24]、[35]。为了克服基于谐波的源的问题，如果晶体管在目标频率处保持足够高的速度，则基波振荡器可以被认为是用于THz系统的LO和发射器源。 基波振荡器能够提供具有低寄生谐波的差分信号，同时不使用额外的元件[5]，[24]。使用CMOS技术，已经报道了240和272 GHz的基波振荡器[25]。然而，它们的输出功率被限制为 7和22dBm， 这对于实际使用可能是不够的。例如，需要0 dBm以上基波LO功率才能进行泵浦[35]和[37]中的基本混频器。另一方面，已经报道了几种在300GHz波段的太赫兹基本振荡器，使用先进的化—合物半minus;导体技术，如InP HBT和

图例.1. 太赫兹振荡内核的交叉耦合对（未显示直流电路）。（a） CE 交叉耦合拓扑。（b） 级联交叉耦合拓扑。

InP HEMT[26]–[32]。这些振荡器的输出功率高于硅基振荡器，在300 GHz时可达到5 dBm[28]。尽管如此，这些基波振荡器只能产生单个固定频率[27]、[30]或以较窄的调谐范围（即最大18GHz）调谐频率[28]。为了充分利用太赫兹波段的带宽，基波振荡器应该具有较宽的频率调谐范围和较高的输出功率。本文介绍了一种采用0.25mu;m InP DHBT工艺制作的基频为300GHz的宽频率调谐范围、高输出功率的压控振荡器（VCO）。采用发射极电容负反馈的共源共栅拓扑结构作为振荡核心，实现了宽的调谐范围和高的输出功率。此外，提出了反馈相位控制以进一步扩展频率调谐范围。本文组织如下。在第二部分中，设计了振荡核心， 其中基波振荡在300GHz处可靠地开始，具有宽的频率调谐。在第III部分中，分析振荡反馈路径中的相位变化以最大化调谐范围。压控振荡器的完整设计与实验。第四节和第五节分别介绍了结果。

1. 太赫兹振荡核心设计

应仔细确定振荡核心的晶体结构管拓扑，以满足THz波段的振荡启动条件。在本节中，将从振荡启动和宽频调谐方面介绍适当的晶体管拓扑结构。此外，为了扩展调谐范围，还提出了电容性发射极负反馈。

用于THz振荡的晶体管拓扑

共发射极（CE）交叉耦合对，如图1所示。1（a），由于其简单的结构和差分操作，通常用作微波和毫米波频率的振荡核心[41]。TLB和C分别代表互连线和隔直电容器。对于振荡启动，在目标频率下需要负输入电导随着频率的增加，CE晶体管的跨导（Gm ）以及与Gm[42]成比例的G在中的大小迅速降低。最终，G在中在较高频率下难以维持其负值

频率（千兆赫）

太赫兹波段。例如，图6中的虚线曲线图2显示了具有6个0.25mu;m2InP DHBT的CE交耦合对的模拟G 。times;呈现负G的最大频率仅为205GHz，甚至低于本文中300GHz的目标频率。由于常规CE交叉耦合对的有限负G在中，对于300GHz的基 波振荡，应考虑替代的晶体管拓扑。在参考文献[28]中， 共基极（CB）交叉耦合对用于300 GHz的基波振荡。然而， 其频率调谐范围被限制在18GHz。因此，在本文中，共源 共栅交叉耦合对，如图所示。1（B），用于300GHz的宽带 和高功率基波振荡。原则上，与CE拓扑相比，共源共栅拓扑在300GHz下表现出显著更高的跨导。对于给定的60.25mu;m2InP DHBT ， Cascode在300GHz时表现times;出15.8dB的最大可用增益，而CE仅表现出5.3dB。因此，如图6所示，如图2所示，共源共栅交叉耦合对在比CE更高的频率下产生负G在中，远高于300GHz。此外，共源共栅拓扑使得能够使用电容性发射极退化，这扩展了频率调谐范围，如部分II-B中所述。另一方面，CB拓扑结构难以利用发射极退化。因此，本文将共源共栅交叉耦合对用于300GHz基频振荡，实现了较宽的频率调谐范围。

电容性发射极退化

虽然共源共栅对在300 GHz产生负电导（G在中），但带宽仍然很窄，范围为289–342 GHz，如图所示。2.除变容二极管性能下降外，窄带宽也是限制VCO频率调谐范围的关键因素。因此，采用电容性发射极负反馈来增加负G在中的带宽，从而实现宽带VCO。图图3（a）示出了具有发射极负反馈电容器（CE）的共源共栅交叉耦合对。电容器向晶体管对提供正反馈，从而增加带宽

图 3.（一）级联码与发射极退化电容器（CE）交叉耦合。（二）（a）的小信号等效电路。

负G在中[43]，[44]。使用小信号等效电路模型分析CE对G在中的影响，如图所示。第3（B）段。为简单起见，假设所有晶体管相同，并且每个晶体管由跨导（Gm ）和输入电容（Cpi;）建模。互连线（TLB）由电感器（LB）建模。假设隔直流电容器（C）足够大，因此出于分析的目的，将其视为短路。然后，从共源共栅交叉耦合对中看到的输入导纳

计算如下：

为了保证负G在中，必须满足以下条件：

因此，获得负G在中的频I率范围为

从（3）中观察到，与非退化情况（CE）相比，可用于基本振荡的最大频率被CE的退化电容扩展。为了将负反馈电容器连接到发射极，必须另外提供直流= infin;电流路径，通常由电流源提供，如图2所示。第4（a）段。然而，电流源消耗了电压裕量，并在振荡核心上施加了额使用比四分之一波长长的短路传输线（TLE）来实现退化电容，如图6所示。第4（B）段。由于TLE本身提供DC接地，因此不需要电流源。应该提到的是，线的物理长度并不过长，因为波长在THz频率处显著减小。例如，在给定的工艺中，微带线的四分之一波长在300GHz处短至150 mu;m，这对于布局是合理的。

图例.4. 电容式发射器退化的实现。（一）常规方法。（b） 短路传输线长于入/4的拟议方法。

图例.4. 电容式发射器退化的实现。（一）常规麦克托德。（二）所提出的短路传输linc长度超过/4的方法。

长度（皮米）

图 5.300 GHz时的仿真Gjn和频率带宽表现出负的Gin与TLE-

TLE的最佳长度，对应于最优考虑到负G在中，确定CE的值。图图5示出了在300GHz处的模拟G 和呈现负G频率带宽。f）作为以下各项的函数TLE长度。如所预期的，当长度大于四分之一波长（150mu;m）时，TLE表现为电容器，所以G在中减少，F。F增加。负G在中和负F。分别在240和280 mu;m处显示它们的峰。因此，长度被确定为260mu;m，这导致G在中为minus; 38毫秒和F。152千兆在图4中，6，比较具有电容退化的共源共栅交叉耦合对（TLE260mu;m）和没有电容退化的共源共栅交=叉耦合对TLE260mu;m）的输入电导G在中。 =0 mu;m）。对于负G在中（f′），简并对表现出明显更宽的带宽。F = 152GHz ） ， 大 约300GHz。

宽反馈相位控制频率调谐 振荡启动条件如[45]所示

|H( f )| gt; 1 (4)

和

I H( f ) = 360° (5)

频率（千赫兹）

其中，H（f）是反馈环路增益。由于从部分II中的共源共栅交叉耦合对获得宽带负G在中，因此在宽带宽上满足（4）。然后，通过用变容二极管控制反馈环路增益的相位来设置和调谐振荡频率，使得满足（5）。图图7示出了包括变容二极管）的VCO内核的示意图。利用交叉耦合对的对称性，（5）可以改写为

其中，两个角分别是从节点A到节点B以及从节点B和节点C的相移。随着频率向THz波段增加，由于晶体管的寄生电容，阿布变得小于180°。因此，应在反馈回路中插入额外的相移分量TL 和C ，从而增加 以满足（6）。电容器C 还用作隔离集电极和基极偏置电压的DC阻断元件。应当注意，公元前是频率的函数

因此，可以通过改变公元前来调节振荡频率。频率调谐范围 与给定中心频率（例如300GHz）处的公元前的变化量成比例。在VCO中，通过在TLB和CB之间并联连接的变容二极管（Q瓦尔）来实现公元前的变化，如图6所示。7.为了使公元前的变化最大，从而使频率调谐范围最大，应优化变容二极管阻抗Z瓦尔。由于Q瓦尔以分流方式连接，因此较低的Z瓦尔值应对公元前具有较强的影响。为了确保Z瓦尔为 瓦尔）串联添加到Q126）。将传输线（T瓦尔8（a）所示，当变容二极管电压（V续）从1.0至0.5 V。无附加线的变容minus; 二极管（TL瓦尔）0mu;m）显示Z瓦尔从14变化到= 104o。该高Z | 导 公元前的小变化，仅为37°，如图所示。第8（B）段。然而，当TL瓦尔= 80mu;m时，Z瓦尔移动到低阻抗区，显示出从4到41Omega;的阻抗。尽管在这种情况下公元前的变化增加，但Z瓦尔在V续的中间将其极性从电容性改变为电感性。这导致当V续变 化时，公元前和振荡频率的非单调变化。为了解决这个问题， TL瓦尔进一步增加到120mu;m。然后，Z瓦尔示出了在整个V续上的感抗，同时保持比单独的Q瓦尔更小的|Z（Tv126）|。

瓦尔

图例.9. （a） 用于计算gBc的简化等效电路。（二）模拟 300 GHz 下的Bc 与不同 TLBand CB 组的变容二极管电压 （Vcont）。

结果，公元前从58°单调变化到36°，因此整minus;个变化扩展到94°。模拟结果表明，通过引入120mu;m的TL瓦尔，振荡器的频率调谐范围从9.2 GHz增加到16.4 GHz。

反馈环路中的附加相移分量TLB和CB也经过优化，从而扩展了公元前的变化范围，以实现宽频率调谐。原则上，假设仅TLB产生振荡相位条件所需的额外延迟，而CB刚好足够大以用于DC阻断目的。然而，如果CB减小（从而施加不可忽略的电抗），则应相应地调整TLB以满足（6）的相位条件。例如，如果CB从50fF变为20fF，则对于300GHz的振荡，TLB 必须从35mu;m增加到100mu;m。因此，应该存在TLB和CB的最佳组合，其导致最大的频率调谐范围。通过分析TlB和CB对公元前变化的影响，确定了它们的最佳值。在图4中，如图9（a）所示，绘制了从节点B到节点C的简化等效电路。LB表示由TLB和C（Tv40）形成的净电感，而L（Tv126）是变容二极管阻抗（Z瓦尔。为了简化分析， 将晶体管输入阻抗建模为Rpi;和Cpi;的并联连接。然后，从V在中到V向外的传递函数被获得为

图 10.vCocore 的模拟频率调谐范围和输出功率与 TLB 长度的关系。

相移公元前从（7）推导为

因此，公元前相对于变容二极管阻抗的灵敏度计算如下：

从（9）中发现，公元前的灵敏度随着LB)的增加而增加。 由于LB)与TLB)的长度成比例，因此较长的TLBt）使得公元前 的变化更陡峭。图图9（B）描绘了对于不同的TlB)和CB)值， 变容二极管的公元前与V续的关系。应当注意，CB)被确定为使 得（6）的振荡相位条件满足给定的TLB)。正如预期的那 样，较长的TLB)导致公元前的更陡和更宽的变化，从而导致 更宽的频率调谐。图图10示出了VCO内核的仿真频率调谐范围和输出功率与TL长度B)的关系。可以看出，随着TL的延长，调谐范

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