基于 DSP 的超声风速测量外文翻译资料

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基于 DSP 的超声风速测量

唐慧强¹ 黄惟一² 李 萍¹ 吕清华¹

( ¹ 南京信息工程大学信息工程系, 南京 210044) ( ² 东南大学仪器科学与工程系, 南京 210096)

摘要: 设计了超声波发射、接收、放大等电路, 采用高速 A / D 转换器采集超声波接收信号, 利用DSP 进行数据处理. 设计 IIR 带通滤波器对采集信号进行前后向滤波以消除延迟, 通过窄带及宽带滤波分别取得序列 A 与 B. 利用序列 A 通过插值取得首先超过阈值的某一周期的精确起始时间,通过序列 A 及反相序列 A分别与序列 B 的对应周期进行方差分析, 利用假设检验来识别接收波形的起始周期, 从而求出超声波的传输时间. 通过超声波在三坐标轴向来回的传输时间与空气流速间的关系, 求出三维风速与风向. 结果表明, 测量可靠性及精度得到提高, 电路设计也得到简化.

关键词: 超声波;IIR滤波器; DSP;风速

0 引言

声音在空气中的传播速度与空气密度、温度、湿度、气压、空气流速等有关 ,一般情况下除空气流速变化外 ,其他参数在短时间内基本稳定 ,而空气流速改变了声速。因而只要测量出某一方向上声音来回传播的时间就可以求出相应的流速。常用的传播时间测量方法有:调整发射频率使发射信号与接收信号重合 ,通过频率来求取时间 ,此法可达 0. 02 %的声速精度 ,但不适合频带较窄的普通超声换能器 ,且无法自动快速测量; 通过发射与接收信号间的相移来测量也可得到较高的精度 ,但产生一个周期以上的相移时就难于获得正确结果。测量发射至接收波形起始点的时间也可得到精确的声速测量，但由于接收波形起始点的信号微弱 ,用普通方法难于准确测量。测量第一个接收波形的峰值或接收信号包络的峰值 ,虽然加大了信号检测幅度 ,但峰值位置较难准确定位而产生误差。本文采用 DSP 并利用离散信号处理等方法 ,通过求取信号发射至接收信号起始点的时间来获取风速。

1 　工作原理

在 x 方向上设置，两个间距为 s = 331mm的发射兼接收的超声换能器。设流速 v 在 x ， y ， z 方向的分量分别为 ， ，，静止空气中的声速为 c 。由发射至开始接收到超声波的时间为,由至的时间为。则由零时刻发射的声波的波阵面方程可得:

（1）

（2）

由（1），（2）两式可得：

（3）

从而可求取 x 方向上的流速分量 ，同理在 y，z 方向上分别设置超声换能器也可求得相应的分量 ， 。对水平方向即 x，y 方向的流速分量进行合成，则可求出风速及风向；再合成垂直分量，则可得空气流速 v 。

通过对理想气体摄氏温度 T 与声速 c 间的关系 ，可得出:

（4）

对(1) , (2) 式相乘 ,求解 c2 并代入(4) 式可得:

（5）

从而还可以求出瞬间气温 T 。

因此，只要已知换能器之间的距离 s 并测量出超声波来回传播的时间，，就可以求取气流速度及温度。

2 　电路组成

图1给出了超声波发射与接收的电路原理。由于空气中频率较低的超声耦合良好，本系统采用了40kHz 的发射接收换能器。发射电路中，换能器仅需由一高压脉冲激励就可发射超声波。用模拟开关等来切换发射信号可以简化电路，但导致性能下降，所以对每一个换能器均设置了图 1 所示的发射电路。当控制端 C1 为低电平时，NMOS 场效应管 Q1截止，PMOS 场效应管 Q2 的 UGS 接近零电压，Q2 截止而输出低电平；C1 为高电平时，Q1 导通，Q2 的栅极电压由电阻 R5 ，R9 分压而得，使 UGS 小于其 -2V左右的门限电压而导通，输出高电平。因此，可以通过控制 C1 端来产生正向高压脉冲以激励换能器，而产生负向高压脉冲时还可简化电路。接收电路中，为防止高压发射脉冲进入接收电路，限流电阻及两肖特基二极管把输入电压限制在0.3V 以内，而对较小的接收信号不起作用。接收的起始周期信号较弱，由同相放大器放大了 200 倍左右，以能够获取较多的信息量 ,并调节电路零点以适应 A/D 转换器输入范围。采用 8 位最高 20MHz 采样速度的廉价 A/D 转换器 TLC5510 ,可在一个 CLK周期中完成一次模数转换。为严格定时及防止数据丢失，连接 DSP 时先由 2k times;9位的 IDT7203FIFO 来缓冲 ,以降低 DSP 的实时性要求。A/D 转换值的读取、电路控制及数据处理由 DSP 实现，本系统中自行设计了 TI 的 TMS320C32 处理器模块。由于与上述电路间的接口简单，也可以采用 DSP 评估板或嵌入式模块 PC104 来实现。有些超声检测系统为方便编程甚至采用了 PC 机 。

图 1 　超声发射接收电路及模数转换电路

3 　超声波传播时间的确定

图 2 是超声换能器发射开始至接收信号后一段时间内测量到的换能器接收电压。实际工作时为能够较好地分辨起始信号 ,接收信号被进一步放大到200 倍左右 ,此时噪声明显 ,并且在包络峰值附近产生饱和失真。需要测量的是发射开始至接收波形的起点的时间 ,显然 ,接收信号的第一周期很弱 ,与噪声相当 ,第一周期起始点则更难确定 ,而后继波形的幅度逐渐增大。采用普通方法处理可能延迟起始点 ,有时甚至延迟一周期以上。采用平均法可减小这些影响，本文通过分析研究提出新的处理方法。

图 2 　超声接收信号波形图

3.1 　信号滤波处理

接收波形的频率在 40kHz 的较窄频带内，由于多普勒效应而产生轻微的频移，而起始接收信号的频率略微偏高。由于接收信号较弱及背景噪音及电路噪声的存在，工频电压干扰及调零电路漂移引起的接收波形偏移，必须采取滤波措施以减小噪声并滤除直流成分，保证在强干扰的情况下也能正常工作。在已知 40kHz 左右的接收频率下，经分析选择，IIR 椭圆带通数字滤波器较为合适，它可以用很低的阶来满足 FIR 滤波器同样的设计要求。其 Z 变换传递函数为：

（6）

然而 IIR 滤波器造成了非线性的相位延迟。采用以下方法可以消除相位延迟：先利用(6) 式对接收信号滤波，然后把滤波后序列按时间反转后再次滤波，最后再次反转以恢复原来顺序， 如图 3 所示。其 Z 变换传递函数为：

（7）

图 3 　无相位延迟的滤波方法

取信号的采样频率为 1Mz ，通频带为[ 35kHz , 50kHz ] ，阻带衰减 60dB，通带纹波为0.01dB ，则可用高通及低通各为 3 阶的带通椭圆型滤波器来实现，其系数为: b = (0.0018 , - 0.0052 ,0. 0049 , 0.0000 , - 0.0049 ,0.0052 , -0.0018) ,a = (1.0000 , -5.5002 ,12.7975 , -16.1164 ,11.5844 , -4. 5072 ,0.7420)。此滤波器的极点均在单位圆以内，滤波器是稳定的。为节省处理时间，仅对接收波形附近的接收信号进行处理，滤波后的数据称为序列 A ，如图 4 的实线所示。滤波后噪声衰减大，突出了接收波形，接收信号放大后的饱和失真，也因滤波而恢复，但产生的振荡干扰了第一接收周期的判别。此序列可用于准确定位波形过零时间。

增加滤波器的带宽，可消除阻尼振荡的影响。取通频带为[ 20kHz ,160kHz] ,阻带衰减 60dB , 通带纹波为 0.01dB，则 1Mz 采样率时可用 3 阶带通滤波器来实现 , 其系数为: b=(0.1298，-0.0134，-0.3624，0.0000 ,0.3624 ,00134 ,-0.1298)，a=(1.0000 ,-3.1412 ,3.9924 ,-2.9962 ,1.6497，-0.5604，0.0562)。对实测信号的滤波结果如图 4虚线所示。由于带宽加大而滤波效果变差 ,饱和失真也没有恢复 ,但滤除了直流成分且不产生阻尼振荡。经此滤波后的数据称为序列 B 。

图 4 　滤波后接收信号序列 A ,B 及拟合情况

3. 2 　接收波形起点定位

通过上述滤波器带宽的选择 ,使序列 A 突出了接收波形 ,波幅渐增 ,周期也由较短的起始周期恢复正常;序列 B 由于噪声存在 , 连人眼判别起始周期也很困难。

本系统中 ,通过求算序列 B 与相应周期的序列A 及反相后的序列A 的方差 ,并通过其比值来判别接收信号。以下分析图 4 所示的接收起点附近的数据。

①在序列 A 中 ,自左到右与某一阈值电压比较以确保阈值点位于接收波形适当位置。在阈值点的 前 1P4 周期内找到过零点，以确定某一接收周期的起点 H 。由于序列 A 的噪声抑制理想 ,其零点的定位误差小。

②根据此周期起点 H ,确定序列 A 的左侧一完 整周期及序列 B 对应的数据，并判别用 A 周期波形作为 B 数据的拟合是否显著。一般可通过 t 检验或 F检验来确定拟合的 A 周期的幅值是否为零，即原假设。如采用 F 检验，可检验序列 B 拟合后的方差是否比噪声即不作拟合时有明显减小。

本系统中，通过序列 A 及序列A 取反后的周期数据与对应序列 B 数据的方差来判别 ,以增大检验灵敏度。假设其噪声服从正态分布 ,则该序列 A 的周期数据对序列 B数据的残差平方和为，反相后的与序列B的残差平方和为。如幅值，则两方差相等即。与 ，间无约束条件，其自由度仍为样本数n，因此，，则有：

（8）

即可进行方差分析来进行假设检验，其 99 % 置信度的 F 值仅与采样数有关。设采样频率为 1Mz，则一个周期可有25 个采样 ,查表可得 F_{25 ,25} (0. 01) = 2. 61 。因此 , lt; 2. 61 时，假设成立 ,即非接收波形。 反之，gt; 2. 61 时 ,即判别为超声波的接收波 形。实际系统中采样频率提高到5Mz 以提高分辨率，则一个周期可有 125 个采样，可得 F_{125 ,125} (0. 01) =1. 52 。试验表明 ， 采用正反相的拟合后，有接收信号 时其比值会明显增大，而无接收信号时其比值无明显变化。因此比仅采用曲线拟合时的判别效果有显著改善。

③按上述方法自右至左对序列 A 的周期逐一检验 ,并由序列 A 精确定位接收波形的起始时间 ,直到拟合效果不再显著时停止。其拟合情况如图 4 的星号及表 1 所示 , 自右至左的前两个周期比值大于2.61 而较显著 ,而第三个周期的比值仅为 1.785 ,而看作不显著 ,从而确定起始点位置即传播时间为。可见 ,此时仅需检验 3 个左右的周期 ,节省了数据处理时间。

表 1 　方差分析结果