基于DSP的可替代电源逆变控制系统外文翻译资料

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本科生毕业论文(设计)

文献翻译

英文题目 DSP based inverter control for alternate energy systems

中文题目 基于DSP的可替代电源逆变控制系统

基于DSP的可替代电源逆变控制系统

Wajiha Shireen , Srinivas Vanapalli , Hrishikesh Nene

University of Houston, Houston, TX 77204-4022, United States

b Texas Instruments Inc., Houston, TX, United States

摘要

本文提出一种用于电子工业中的可替代能源的基于DSP的算法控制的设计方案。由于恒定和无纹波直流电压不能确保替代能源的输出,该算法的主要目的是使逆变器的输出不受直流输入电压的波动的影响。本文提出了一种无论逆变器输入波形怎样都能保持逆变器的交流输出的质量的改进的空间矢量脉宽调制（SVPWM）技术。其原理得到定性的解释，并通过实验来核实和验证了该算法。本控制算法使用了一个16位来自德州仪器的C2000系列DSP作为控制器来实现。

关键词：替代能源系统;逆变器;波纹(直流总线电压纹波);DSP

1.引言

对环境因素的日益认识和有限的传统能源资源已经导致我们产生电能的方式发生了深远的发展。虽然矿物和核能源仍将是以后很多年的最重要的能源,但是灵活的技术解决方案,包括替代能源发电方式迫切需要开发。最流行的替代技术是使用可替代能源，如如太阳能[1,2]、风能[3],电化学能源[4]等。和传统的能源相比，这种技术的发展已经显现出了几种不同的优势。特别是,替代能源有助于减少温室气体的排放而且极大的缓解了我们对矿物能源的依赖。此外,上述能源都是无污染和可再生的能源。

光伏系统和风能等替代能源系统产生了低压直流电源。大量的太阳能电池串联和并联构成光伏或太阳能电池阵列。这样的太阳能电池阵列是暴露在阳光下时,产生直流电压。然而,光伏系统的部分阴影,导致了生产不恒定的直流电压的不平衡状态[1]。在风电系统中,风力涡轮机驱动交流发电机产生依赖于风速的三相电压频率。变频交流电压在交流直流转换器的帮助下转换为直流电压。在任何实际的转换系统中，在不平衡的交流供电,非线性和不平衡负载,等情况下实现恒定的直流电压都是十分困难的。

因此，在可替代能源的的输出中不能保证稳定的无纹波直流电压。逆变器(dc ac变换器)用于将替代能源的低压直流电源转换为住宅、工业、商业所需的高压交流电源。然而,为了保证高质量的逆变器输出电压,所有标准的逆变器控制方案是基于的假设一个理想的直流总线(无纹波)。脉动的直流总线的波动是不可取的,因为它会导致在单相逆变器的输出出现低阶谐波并导致输出电压质量恶化[6]。在三相逆变器中,直流总线上的脉动导致输出电压幅值大小变化是不可取的。无纹波的直流电压在某种程度上,可以实现大直流环节的过滤元件。但这些过滤器组件有笨重的缺点,不可靠,导致反应迟缓和损失的增加。所以应该发现另一种使逆变器的输出对输入的波纹免疫或不敏感。

在过去，有人试图通过繁琐的实时计算来复杂的实现(7、8)抵消逆变器输入的直流电压纹波,。有文献分析了PWM逆变器的输入电压的脉动成分 [9]而发现最优参考信号对逆变器的输入电压纹波随负载功率因数变化。但是这些分析结果大多是用于决定所需的直流滤波器的规范。提出了基于模拟实现补偿非理想直流总线的条件的逐周期积分控制方案 [9]。选择实现空间矢量调制与DSP TMS320F240芯片[10]但没有可选方案能免疫或忽视逆变器的输出输入直流电压的波动因素。

本文提出了修改后的空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术抵消替代能源系统的直流电压的波纹。数字补偿器实现在数字信号处理器(DSP)为基础的系统。德州仪器TMS320F243 DSP用于这个方案。早期的工作已经没有采用SVPWM。此外,技术是使用德州仪器TMS320F243 DSP实现，提高了效益和效率。

2．空间矢量脉宽调制(SVPWM)

三相电压源PWM逆变器系统是图1所示。三相逆变器,有八个组合量(向量)的逆变器的开关状态开关S1到S6。

图1.三相PWM逆变器系统

图2. 使用基向量生成的的参考电压矢量

这八个零基础向量的六(v 1到6),如图2所示。另外两个向量图中没有显示v 0到v7,是开关变量的零响应状态0(000)和7(111)。基向量将周期划分为6个60◦宽区域。让我们假设一个任意电压V *是由逆变器生成。所需的电压V *,坐落在任何区域都可以近似的线性组合相邻的基向量V x和Vy连同两个零矢量的Eq。如下(1)：

Vlowast;=dxVx dyVy dzVz (1)

在V z是零向量和d x,d y和d z表示一个PWM周期内x,y和z状态的占空比。PWM开关周期的占空比必须添加100%的,即。

dx dy dz=1 (2)

在图2中的向量V *也可以写成

V lowast; = MV max e jalpha; = d x V x d y V y d z V z (3)

M是调制指数和V max =radic;3/2Vdc,所需的相电压的最大值。

以直流为单位计算的基础,下列向量可以写为:

V x = v 4 = (1 j0)p.u., v y = v 6 =（1/2 jradic; 3/2）p.u.,

V max =radic; 3/2 p.u. (4)

在式（3）中替代上面的向量给出:

radic; 3/2M cos(alpha;) = d x 1/2 d y ,

radic; 3/2M sin(alpha;) =radic; 3/2d y (5)

解方程得：

d x = M sin(60 ◦ minus; alpha;) and d y = M cos(alpha;) (6)

同时,零向量的持续时间从公式(2)给出

d z = 1 minus; d x minus; d y (7)

连立工程式（6）（7）可得实时计算的连续逆变器的逻辑状态的占空比。

这些方程适用于任何行业,因为dq坐标系可以是任何基向量。

2.1。实现PWM开关模式

为特定参考电压V *计算所需的PWM占空比d x,dy和d z, 适当的比较寄存器的比较值需要计算。一组三个新的比较值(Ta,Tb和Tc)需要计算每一个PWM周期(50mu;S)生成转换模式。比较值Ta,T b和T c可以写成

T a =(T minus; d x minus; d y)/2 (8)

T b = d x T a (9)

T c = T minus; T a (10)

计算比较值加载到PWM比较寄存器和下一个PWM周期的开始更新DSP控制器的占空比。

3.提出修改空间电压矢量

上述假设的SVPWM方法是直流总线电压逆变器的刚度。正如简介中所讨论的,一个常数和任意波并不能确保替代能源的直流电压输出。针对这个修改后的SVPWM方法计数器直流总线的波纹效应,以保持逆变器输出电压的质量。实际的直流总线电压、V ripple可以写成

V dc = Kripple Vripple (11)

Vdc是必要或参考的直流总线电压，Kripple是随直流总线电压纹波变化的脉动系数。纹波系数(Kripple)是利用修改不同的逆变器的状态的占空比。让我们表示直流谐波补偿电压所需的占空比为dxnew 和 dynew。式(5)可以写成

radic;3/2 M Kripple cos(alpha;) = dxnew 1/2 dynew (12)

radic;3/2 M Kripple sin(alpha;) =radic;3/2 dynew (13)

解修改后的占空比：

d x new = MK ripple sin(60 ◦ minus; alpha;) (14)

d y new = MK ripple sin(alpha;) (15)

方程式(14)和(15)易得,新的占空比一定程度上程度被出现在直流总线电压的直流纹波修改。这些占空比将不断更新,以减少直流总线电压波动的影响。

基于DSP的接口的框图如图3所示。三相脉宽调制(PWM)逆变器作为备用能源系统之间的接口(生产或将电能存储在直流形式)和交流电源系统。直流总线电压信息送入DSP控制器产生逆变器的PWM控制信号开关和维护交流电压输入的刚度与直流总线电压的变化无关。

图3.提出的基于DSP的接口的框图

4所示。实验装置和结果

图4显示了实验室设置用于验证所提出的控制算法。从一个自耦变压器得到的交流输入一个不可控整流器。整流器的输出作为输入连接到逆变器直流总线电容器。德州仪器DSP TMS320F243用作控制器,形成逆变器的PWM信号。三相平衡灯负载连接在逆变器的输出。为了模型不受监管的直流电压,直流环节使用47mu;F电容器。这介绍了应用作为逆变器的输入的直流总线电压的波动。图5显示了直流电压及其频谱47 mu;F直流环节电容。它可以观察到,直流电压不是常数,而是随时间变化。它也可以从时域信号图5,25 – 34V之间的直流总线电压不同v和二次谐波的存在(120赫兹)脉动成分从相应的频谱看是明显的。

直流输入电压中引入的脉动会反映在逆变器的输出使逆变器输出电压的基波分量随时间变化。实验观察的变化可以用图6的帮助。图6(a)时采取的基本组件在其最小值(11.25 v)时和图6(b)时采取的基本组件在其最大值(13 v)。感应出直流总线电压并通过一个AD芯片得到数字化信号后送到DSP控制器。DSP程序实现了第三节中描述SVPWM算法提出的修改,生成PWM逆变器的开关控制信号。图7显示了实验观察逆变器行线输出电压直流总线电压远低于其平均值(图7(a)) ，当直流总线电压远高于其平均值(图7(b))的两个瞬间的时候,。图6可以看出,不同输出电压级(基波分量)维持在12 v的输入直流总线电压的变化。

图4。实验设置证明概念框图

图5. 直流总线电压和其47 mu;F直流环节电容时频谱。

图6所示。逆变器行线输出电压及其频谱两个瞬间的时间。图7.逆变器行线输出电压及其频谱与修改后的SVPWM控制

图8展示了一次有或没有修正算法的的输出电压与直流总线电压大小不同的25-34V(当直流总线电容器47mu;f)逆变器的实验数据。可以看出没有校正输出电压随直流总线电压增加,但是无论直流总线电压怎样，修改后的SVPWM校正的输出电压大小保持不变(在12 v)。

Fig.9显示了当手动调节直流总线电压变化范围(55 - 110 v)时记录实验数据的图形。这样做是通过在实验室设置使用输入自耦变压器。它可以看到从

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