常开型GaN HEMT（高电子迁移率晶体管）及其栅极驱动电路的实验验证外文翻译资料

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常开型GaN HEMT（高电子迁移率晶体管）及其栅极驱动电路的实验验证

摘要—诸如碳化硅(SiC)和氮化硅(GaN)的宽禁带半导体材料是前景很好的新一代功率器件材料。我们制作了用于电力电子转换器的常开(normally-on)型基于氮化镓的高电子迁移率晶体管。本文在多个电压，两个不同开关频率下对GaN器件的显著特点—电流崩塌效应进行了详细测评。我们还测评了我们之前提出的一种单正电压源供电的常开型GaN HEMT栅极驱动电路。我们搭建并测试了用于升压型DC-DC转换器和具有栅极驱动电路的单相全桥逆变器的原型机电路。文章基于实验结果阐明了额定电压（静态）600V以上的GaN HEMT 需要解决的问题。

关键词—电流崩塌现象，氮化镓高电子迁移率晶体管，栅极驱动器，常开型，开关特性。

1 引言

众所周知，电力电子技术是减少技术发展带来的环境影响的关键技术。从技术层面上看，我们需要进一步降低电力电子转换器中的功率损耗。电力电子转换器的损耗分为两个部分，即开关损耗和传导损耗。当功率器件的状态从导通状态变成关断状态或从关断状态变成导通状态时就会产生开关损耗。传导损耗则是功率器件的导通电阻造成的。诸如绝缘栅双极型晶体管和金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的硅基功率器件仍是电力电子变换器的主要元件。然而，硅基器件不能满足下一代电力电子技术对温度、电压、开关速度、尺寸和效率的要求。例如超结结构的方法可以显著提高硅基功率器件的极限，但是成本通常很高。因此，人们正在进行大量尝试来设计一个更直接的方法，也就是改变材料。诸如碳化硅(SiC)和氮化硅(GaN)的宽禁带半导体材料是前景很好的下一代功率器件材料。碳化硅(SiC)和氮化硅(GaN)潜在的优点包括更高的结温和更薄的漂移区域（因为其击穿电压更高），其导通阻抗也就硅基的导通阻抗低得多[1]-[8]。

最近，已有关于常规氮化镓高电子迁移率晶体管(GaN HEMT)制造的报道[9]，[10]。具有集成电路(SPICE)模型的GaN HEMT 仿真程序也已搭建。此模型明确了GaN的栅极电流与栅源极电压(I-V)特性，节电容与栅源极电压(C-V)的特性，栅极电荷与栅源极电压(Q-V)的特性以及开关特性[9]。此外，作者还提出了一种GaN HEMT的栅极驱动电路，实际开关特性已通过实验来评估。实验显示，开通时间为9.6ns，关断时间为43.2ns[10]。由此，GaN HEMT的高速开关能力得到证实。

本文中，我们讨论了之前提出的常开型GaN HEMT栅极驱动电路的设计方法，并在多个电压，两个不同开关频率下对GaN器件的显著特点—电流崩塌效应进行了详细测评。我们的测评结果显示，各个GaN HEMT的电流崩塌现象之间存在着显著差异。在我们的研究中，我们搭建并测试了用于升压型DC-DC转换器和使用电流崩塌较小的GaN HEMT的单相全桥逆变器的原型机电路。实验结果表明，输出基波频率为60Hz的正弦电压波得到实现。此外，我们构建了一种单相全桥逆变器与升压转换器组合的用于光伏电池的功率调节器。实验结果表明正弦电压波已实现。从这些试验中我们确定了常开型GaN HEMT要解决的问题。

图1 新制造的常开型GaN HEMT结构原理图

图2 新制造的通常在GaN HEMT上的特性。(a)I-V特性;(b)反向阻断特性

2 常开型GaN HEMT的制作

A. 制作的GaN HEMT的原理结构图和I-V特性

图1展示了制作的位于Si[p-Si(111)]衬底上的GaN HEMT的原理结构图。Al0.25Ga0.75N层和GaN层的厚度分别是是25nm和1mu;m，栅极到漏极的间距是15mu;m。器件采用了典型的平面结构，没有场板结构。GaN HEMT的基本结构是基于稀薄的AlGaN层和GaN层之间自发形成的2-D电子气的存在的常规HEMT的结构[9]。GaN HEMT的尺寸为0.5mmtimes;2.0mm，其额定电压为600V，等效输入电容Ciss约为300pF。

表1 新制作的常开型GaN HEMT的电气特性

图2(a)展示了测量的I-V特性，图2(b)展示了图1中的GaN HEMT的反向阻断特性。从图2(a)我们可以看到GaN HEMT是一种常开器件，器阈值电压接近-6V。其导通阻抗约为1.6Omega;。图2(b)显示GaN HEMT的额定电压超过600V。表1总结了GaN HEMT的电气特性。

B. 常开型GaN HEMT的栅极驱动器

当栅源极的电压Vgs为0V时GaN HEMT导通。要关断GaN HEMT，Vgs必须低于-6V。注意，在本文中，大写字母表示常量，小写字母表示变量。在文献[10]中，本文作者提出了适合GaN HEMT的栅极驱动电路。图3展示了之前提出的栅极驱动电路的配置，其中Q表示GaN HEMT，S1和S2是驱动开关管，ig是电压源中流出的瞬时电流。此外，电容Cc充分大于Ciss。因此，在GaN HEMT关断期间，Cc作为恒定电压源。在操作先前提出的栅极驱动电路之前，通过电压源将Cc两端电压充到Vgs。图4展示了Cc充电的等效电路。Cc通过S1–Rg–Cc–D朝电压源充电。此过程中，vgs始终为零，GaN HEMT始终导通。该栅极驱动电路采用电荷泵结构，通过使用比Ciss大得多的电容器Cc充当恒定电压源。因此，在负载侧电压源导通前，栅极驱动电路必须导通。此外，在栅极驱动电路关断之前，负载侧电压源必须关断。

在Cc完全充电后，二极管D充当钳位二极管接地，没有电流流过二极管。

图3 先前提出的GaN HEMT栅极驱动电路原理图

图4 先前提出的栅极驱动器中Cc的充电过程的等效电路

图5 先前提出的常开型GaN HEMT的栅极驱动器的工作原理。(a)图3中门极驱动器的波形示意图；(b)图3中导通过程的等效电路；(c)图3中关断过程的等效电路

图5展示了先前提出的栅极驱动电路的导通和关断时的操作波形和等效电路。图5中的理想波形和等效电路可以更好地解释先前提出的栅极驱动电路的工作原理。图3中的电路在Vgs为负电压(Vgs=-E)时开始工作。如图5(b)所示，当S1导通（S2关断），Ciss两端电压从-E充电到0V。所以Q导通。此外，vgs为零，因为其电压被D钳位。图5(c)展示了当S2导通（S1截止）时Q截止过程，此过程中Vgs变为-E因为Cc表现为一个恒定电压源。因此，栅极和源极反向偏置；因此，Q截止。图3中具有单个电源的栅极驱动电路应用于常开型GaN HEMT。

C. 先前提出的门级驱动器的设计过程

先前提出的栅极驱动电路的电路参数在表2中列出。如图2所示，要关断GaN HEMT需要在其栅极和源极间加上-6V或更低的电压。当GaN HEMT应用于诸如全桥逆变器和升压型dc-dc转换器的电力电子变流器时，该器件被迫进行杂散传导[11]。开关元件的误导通会影响功率变流器的安全操作。为了防止误导通的发生，设定的关断电压为-15V。因此，E为15V。图5(a)中的电流ig和电压vgs可以表示为：

式(1)中，峰值电流Ig可由下式求出：

驱动开关的额定电流为2A。因此，Ig必须小于2A。然而，式(2)所示，如果用一个较大的Rg去讲把电流限制在2A或2A以下,开关速度就会降低。因此，提出的这种栅极驱动电路将Rg设定为10Omega;。这样Rg和Ciss的时间常数为3ns，足够小去驱动GaN HEMT。

表2 提出的栅极驱动器的电路常数

D. GaN HEMT的开关特性。

性能测试中使用的实验电路如图6所示。表3列出了图6中的实验电路的常数，图7示出了图6中的电路的实验波形。

图6 用于性能测试的实验电路

表3 实验电路的常数

图7 性能测试中栅源极电压和漏源极电压的实验波形

vgs从0至-15V或从-15至0V变化，而且当vgs为0V时vds为0V。当vgs是-15V时，vds是25V。因此，具有先前提出的栅极驱动电路的GaN HEMT被正确地驱动。图8示出了用于测量GaN HEMT的开关速度的vgs和vds的放大的实验波形。导通时间和关断时间是按照文献[12]中的标准测量的。导通时间为9.6ns，关断时间为43.2ns。此外，具有相近电压和电流额定值的Si基功率MOSFET（东芝公司：TK2Q60D）的导通和关断时间分别为50ns和62ns[13]。因此，可以看出，GaN HEMT的开关速度比一般的Si基MOSFET的开关速度快。根据实验结果，我们观察到关断时间比开通时间更长。其原因被认为是当GaN HEMT处于导通状态时，电子被GaN层的表面捕获。

图8 栅极-源极和漏极-源极电压的放大实验波形。(a)导通过程；(b)关断过程

表4列出了当栅源极电压从10V变为30V时的导通和关断时间。从表中可以看出，降低栅源极电压关断时间也随之减小。然而，我们还发现电流崩塌效应也随着栅源极电压的降低而增加。因此，我们决定使用-15V的栅源极电压。

表4 栅源极电压变化时的导通和关断时间

3 GaN HEMT的电流崩塌效应

电流崩塌现象是GaN基器件的显着特征，它显著减小了器件施加高电压应力后的漏极电流。这意味着将一个大电压Vds施加给GaN基器件之后，导通电阻会增加。脉冲电流电压(I–V)测试通常用于评定电流崩塌现象[14]-[16]。然而，作者主张在将GaN基器件应用于电力电子变换器之前就应该在实际开关操作下评定其电流崩塌现象。本文中，11个GaN HEMT在不同电压和两个不同开关频率的条件下进行了测试。

A. 电流崩塌现象

尽管电流崩塌的确切原理仍然未知，但它可能是由GaN和AlGaN层的不均匀性引起。因此，使用图6所示的实验电路测试11个GaN HEMT的电流崩塌现象。根据实验结果，两个GaN HEMT，即QA和QB， QA具有最大的电流崩塌，而QB则是较为平均。电压源Vin的电压在125至200V之间变化，开关频率fSW为10或100kHz，负载电阻RL为3kOmega;。图9展示了当Vin从125V到200V之间变化，fSW为100kHz时的导通状态的漏源极电压Vds(on)的放大实验波形。当施加到GaN HEMT的电压增高时，Vds(on)增加。图10展示了使用图9波形测量得到的导通阻抗。图中的导通电阻为1至5mu;s的平均值。如图10所示，QA具有较大的导通电阻。图11示出了当Vin从125V变化到200V并且fSW为100和10kHz时QB的测量的导通状态电阻。图11展示了当Vin从125V变化到200V，fSW为100和10kHz时测量的QB的导通电阻。对于较高的fSW，观察到的导通电阻也较大。这些实验结果表明，对GaN HEMT施加的电压越高、开关频率越高，则引起的电流崩塌现象就越明显。从图11可以看出，较位位明显的电流崩塌现象是由施加的较高的电压引起的。

由前面的测试，我们发现，当E为125V，fSW为100kHz时，由于电流崩塌现象，QB的导通阻抗超过30Omega;。因此，我们得出结论，尽管GaN HEMT的（静态）额定电压超过600V，但是对于开关频率高的实际应用，GaN HEMT的额定电压最高为50-60V。因此，在以下实验中，所有电路均采用小于50V的输入电压。

图9 测量电流崩溃现象，输入电压可变，开关频率高达100 kHz。(a)当QA导通并且Vin从125V变化到200V时的QA的放大实验波形；(b)当QB导通并且Vin从125V变化到200V时QB的放大实验波形

图10 当Vin从125V变化到200V，fSW为100kHz时的导通电阻的测量结果

图11 当Vin从125V变化到200V，fSW为100和10kHz时的导通电阻的测量结果

B. QB的开关特性

测试QB以证明其具有更高开关频率的能力。如图12所示，在1MHz的高开关频率下搭建了升压型dc-dc转换器。表5列出了图12中电路的常数，从表5中可以看出，输出电压Vout为50V。图13展示了图12中电路的vds电压波形原理图。如图8所示，开关时间（=导通时间：9.6ns 关断时间：

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