一种用于四极化可变天线的新型可重构馈电网络外文翻译资料

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一种用于四极化可变天线的新型可重构馈电网络

作者：孙虎成 孙胜

摘要：在这篇论文里,作者提出了一种用于四极化可变天线的可重构馈电网络设计。通过切换PIN二极管、四种具有不同相位差的传播模式可以在两个输出端口电切换。对于每个模式,在工作频率下反馈网络的测量插入损耗值小于0.8dB。由于其体积小,该反馈网络可以进一步集成双极化口径耦合天线,该天线可以表现出两个正交线性偏振和两个正交圆偏振。极化可变天线的测量结果被详细表示,从而验证其性能。

关键字：缝隙耦合贴片天线、圆极化和线极化，极化可变、可重构天线,可重构馈电网络.

Ⅰ介绍

最近,极化可变天线已经吸引了大量的关注由于其在提高系统性能独特的特性在,如提高信息内容[1],频率复用[2],有源标签[3],以及多输入多输出 (MIMO)系统的改进的能力[4]。由于偏振可重构,实现小体积,低成本,和型面高度不大的能力变得可行。通常,两种有效的解决方案是生成偏振重构性。第一个解决方案是使用开关组件重新配置天线的内部结构,如PIN二极管[2]和RF-MEMS微机电系统开关[5]。因此,不同的谐振模式与不同的极化可以刺激振荡。通过顺着贴片天线的U型槽切换PIN二极管,直线和圆偏振状态都可以实现[6]。对于圆极化天线,左旋圆偏振(LHCP)和右旋圆偏振(RHCP)也可以切换[7]。此外,可以通过控制块边缘和地面之间的PIN二极管形成不同的线性极化(LP)状态[8]。然而,一个可重构拓扑只适用于一个特定的天线,而完整的偏振重构性很难实现，换而言之,水平极化、垂直极化、左旋圆极化和右旋圆极化不能同时实现。

与此同时,另一个流行的解决方案是基于可反馈网络与多个功率路由方案[9],[10]。然而,一个人必须在两个输入端口手动切换[9],而两个变容器和一个单刀双掷开关(领域)是用于单端设计[10]。基于quasi-lumped耦合器和精确的反馈系统,可以实现单端偏振多样化天线[11],[12]。然而,他们不能提供完整的极化可重构性。最近,提出了一个偏振多样化天线与简洁的反馈网络[13]。它可以在只有单端输入的情况下提供完整的偏振状态。不幸的是,反馈网络涉及很多集总元件,导致较高的插入损失(sim;2 dB)。同时,它需要一个四端口馈电天线,却提高设计过程的复杂性。

在这项工作中,提出了一个四模可重构反馈网络并应用于极化可变天线的设计。通过切换PIN二极管,提出的反馈网络能够提供四种不同的传输模式。慢波耦合线节进一步用来缩小尺寸和提高中间耦合。因为这反馈网络可以在lambda;g / 4times;lambda;g / 4的区域内设计,它可以很容易地在背部安装贴片天线并且不增加整个天线的尺寸。最后,可设计出一个带有可重构天线反馈网络单端极化可变天线，并且可以实验验证完整的偏振重构性。

II．四极化可变天线的可重构反馈网络

1. 工作原理

图1表示提出的quad-mode可重构反馈网络的原理图。它包含一个输入和两个输出端口。L1、L2和L3是三个有着相同50Omega;特征阻抗的三个四分之一波长传输线。S1-S8表示8操作模式控制开关。两个相同的耦合线部分D1和D2被插入到可重构网络。如图1（a)中所示,线性耦合部分两个端口是连接到反馈电路,而在另一边其他两个端口与开关S5-S8相连。Zd和ld分别代表线性耦合部分的等效特性阻抗和电气长度。每个线性耦合部分是由N单位周期性慢波非均匀线性耦合实现。根据耦合传输线理论[14]-[16],当S5和S6关闭,在这种情况下coupled-line部分可以相当于一个全通型传输线,可以给出相应的特性阻抗

Z0o和Z0e是耦合线的奇模和偶模特性阻抗。当开关S5和S6打开,它仍是一个全通的输电线路,它的阻抗变为

因此,D1和D2可以通过控制S5-S8来交换阻抗,而良好的匹配性能的可协调反馈网络也可以实现不同的操作模式。让相应的Z0o和Z0e可以分别计算为22.94和77.06Omega;，而当S5-S8打开电时，ld电长度是四分之一波长。应该注意,设计方程(1)和(2)只是最初的猜测，涉及全波模拟器的微调过程需要补偿偶模和奇模的相速度差。。如图1(b)所示，在这个工作中,所有物理尺寸是930MHz，介电常数是3.66,损耗角正切为0.0031的20-mil厚的 RO4350B衬底。与均匀的相比,非均匀线性耦合部分具有增强了的耦合及其慢波属性，电路的总体规模减少25.8%。

图1（a）quad-mode可重构反馈网络原理图。(b)周期性非均匀耦合线的部分结构。

尺寸：Wd = 0.4mm, Ld = 1.9mm, Wl =0.5mm, Gd = 0.1mm.

提出的反馈网络可以在两个1:1模式和两个1:2之间切换。对于1:1的功率模式,输入功率只传输给一个输出端口,在1:2模式下输入功率传输给两个输出端口。其等效电路的状态（状态 I)1:1模式如图2(a)所示。S1打开时, S1侧L1输入阻抗是理想的零。因为L1的电长度等于四分之一波长,在节点A，L1是开路。同样地,当打开S3,L3断开节点B。通过这种方式,可以简化整个等效电路,开关S2和S4是关闭的,因此没有对电路造成影响。因为Zd = Z0 ，当S5-S8关闭时,可以实现良好的阻抗匹配,输入功率从端口1完全传输给端口2同样,另一个状态(状态II)的1:1模式,i输入RF功率可以从端口1到3 ，S2,S4打开，S1,S3关闭。图2(b)显示了第一个状态的等效电路(1:2的状态III)模式。当S5-S8打开,Zd和ld分别成为Z0 /radic;2和lambda;g / 4。D2成为一个开放的电路B并且和节点C断开,当打开S1和S2-S4关闭。同样,L1可以和节点A断开。然后,反馈拓扑作为一个功率分配器,端口1的输入功率相等的传送到端口2和3。当通往端口3是lambda;g / 4,端口2和3之间相位差theta;delta;(ang;S21minus;ang;S31)在中心频率处是90◦。同样,第四状态可以通过转换S1和S2的状态实现,相位差theta;delta;能够逆转到minus;90 度。反馈网络的四种操作模式和相应的开关状态总结在表I。

1. 实验结果和讨论

在上述运行机制的基础上,提出quad-mode可重构反馈网络设计和实验验证。图3显示了组合电路,线性耦合部分的放大视图和直流偏置电路。smp1340 - 079低频PIN二极管(Skyworks解决方案,Inc .)是用于开关S1-S8,具有反向电容低,低的串联电阻(电路电流为10 mA时电阻为0.9Omega;)和RF-switching速度快的特点。

图2所示，quad-mode可重构反馈网络在状态I(a)和(b)状态III等效电路。

表一

操作模式的提出在不同的传输状态QUAD-MODE可重构反馈网络

lowast;P2意味着输出端口2和P3意味着输出端口3。

图3所示,组装的quad-mode可重构反馈网络的照片,放大的的coupled-line的一部分和直流偏置电路开关S1和S2的视图。

四个直流偏压电路分别用于S1-S2,S3、S4,S5-S8，射频扼流圈和100Omega;电阻都接有220 –nh电感(LQW15CNR22J10)。为了从射频端口隔离直流电流,组装反馈网络的三个端口都装有dc-blocking电容器(100 pF)的。通过适当地应用正向或反向直流偏置电压PIN二极管,四个操作模式可以实现。根据计算,反馈网络的平均直流功耗网络20.18 mW。图4表示每个状态的输出端口的散射参数和相位差异。在500到1200 MHz的频率范围，测量和模拟结果很吻合。更详细的测量结果都列在

表II中。

图4所示，可重构反馈网络quad-mode的状态（a),状态 I.(b)，状态II.(c)，状态III.(d)，状态IV的输出端口之间模拟和测量的散射参数和相位差异。在1:1模式下,回波损耗10dB的测量带宽达到561至1070 MHz,而在730 - 960 MHz的频率范围内插入损失(状态I的| S21 |,状态II 的|S21 |)比0.82 dB 更优。如图4(c)和(d)所示,在1:2的模式,带宽为10分贝的回波损耗可以实现,而在930 MHz的插入损耗低于3.70 dB。此外,1-dB失衡插入损耗总是可以维持在786 - 995 MHz频率范围， 930 MHz两个状态的相位差异theta;delta;分别为87.1◦和minus;87.7◦。表3显示了设计在文献和作品之间的对比。显然,这个作品的设计在不需要可变电容的情况下取得了竞争力优势。

为了在极化可变系统天线设计中的应用,性水平和垂直LPs可以通过分别设置网络状态I和状态II生成。同样,RHCP和 LHCP可通过切换状态III和IV获得。由于T型接合功率分配器的本质,两个输出端口之间的隔离是只有大约6 dB。然而,以面的天线极化性能对隔离性不灵敏。

III.极化可变天线

因为反馈网络的总尺寸可以设计在区域内lambda;g / 4times;lambda;g / 4内,它可以很容易地集成在贴片天线的基础下。基于双极化口径耦合贴片天线的设计[17],可以设计,实现和组装一个紧凑的polarization-agile天线。图5显示设计的polarization-agile天线背面和侧面视图。反馈网络的输出端口2和3分别和输入双极化天线的H和V端口相关。图6显示了制作天线的照片。显然,可重构反馈网络不影响天线的辐射方向图,因为它是放在接地面的背面。

图5所示，polarization-agile天线的布局。(a)天线的后视图。(b)天线的测试图。参数:Ws = 180mm, Wp =132mm,W1 = 5mm, L1 = 20mm, W2 = 1.5mm, L2 = 25mm, L3 =46mm, L4 = 37mm, Wm = 1.1mm, Lm = 39mm, h = 10mm.

图6所示，组装polarization-agile aperture-coupled patchantenna的照片。(a)正面(b)背面。

图7所示，状态I (水平LP)和状态II(垂直LP)下polarization-agile天线的模拟和测量的参数。

水平LP在反馈网络的状态 I的下将会被刺激振荡,而垂直LP在状态II下将被刺激振荡。图7显示了极化可变天线在horizontal-LP和vertical-LP模式下模拟和测量的参数。水平和垂直LP的10分贝的回波损耗带宽从分别从893到950 MHz和878至948 MHz。两根天线的反射系数之间的差异主要是由三个原因:1)Gd的制作容差性;2)集总元件的焊接;3)天线的表面在测量时不是理想的平坦条件。此外水平LP的测量增益峰值7.98 dBi而垂直 LP是测量增益峰值7.82dB。图8和图9分别标绘了水平和垂直LP 在930 MHz E面和H面的辐射图。测量和模拟结果几乎一致。背后方向的差异可能是由位于近地面层的背面直流馈线和电池造成的。此外,低交叉极化可以在所有测量位面观察到。当可重构反馈网络从状态III在状态IV之间切换极化可变天线可以在RHCP或LHCP模式之间调整。在图10中所示,RHCP和LHCP10dB回波损耗带宽提供的测量值分别从892到972 MHz 和875到978 MHz,这表明在两个CP模式下满足阻抗匹配模式。图11显示了极化可变天线在 RHCP和LHCP模式下模拟和测量的ARs。RHCP和LHCP的测量3-dB AR带宽分别从928到943 MHz和929至945 MHz。在930 MHz,RHCP的测量峰值增益约7.52 dB而LHCP的测量峰值增益约7.61dB。RHCP和LHCP模式在xoz-planes和yoz-planes的模拟和测量值分别如图12和13所示。可以发现测量结果和模拟结果几乎一致,从在RHCP模式和LHCP模式下验证 polarization-agile天线的性能。

图8所示，polarization-agile天线的水平LP在(a)E-plane(xoz-plane)和(b)h平面(yoz-plane)在930MHz的辐射图。

图9所示， polarization-agile天线的垂直LP(a)H平面(xoz-plane)和(b)E片面(yoz-plane)在930 MHz的辐射图。

图10所示，polarization-agile天线在状态III(RHCP)和状态IV(LHCP)下模拟和测量的参数。

图11所示。polarization-agile天线在第III状态(RHCP)和第四状态(LHCP)的模拟和测量ARs。

图12所示,RHCP在930 MHz的辐射图。(a)xoz-plane。(b)yoz-plane。

图13所示,LHCP在930 MHz的辐射图。(a)xoz-plane。(b)yoz-plane。

IV.结论

一种用于四极化可变天线的新型可重构馈电网络设计结束。它可以生成两个正交圆偏振和两个正交线性偏振。实验结果证实,该天线在参数,ARs,增益,和辐射模式具有良好的性能,这可能用于在无线通信系统中的天线极化多样性应用。

致谢

作者要感谢华南理工大学s . w. Wong 教授,感谢他在天线测量中提供的极大帮助。

参考文献

[1] S. Gao, A. Sambell, and S. S. Zhong, “Polarization-agile antennas,” IEEE Antennas Propag. Mag., vol. 48, no. 3, pp. 28–37, Jun. 2006.

[2] F. Yan

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